일렉트로닉스 격언집(Ⅲ) - 전원 & 파워 회로

일렉트로닉스 격언집(Ⅲ) - 전원 & 파워 회로

 

전원 & 파워 회로

 

 

입출력 사이가 2V 이상 있으면 저포화 레귤레이터를 사용하지 않는다

 

1. 저드롭 전압 타입은 발진하기 쉽다

 

몇 년 전, 어떤 회로를 설계했을 때의 일이다. 5V 전원용 ICμPC7805A(르네사스일렉트로닉스)를 사용했다. 필자가 담당한 것은 회로 설계뿐이어서 다른 메이커로 기판을 설계했다. 완성된 기판을 보니 전원 IC 옆에 전해 콘덴서가 보기 좋지 않게 달려 있었다. 필자는 전해 콘덴서를 사용하지 않았는데도 말이다.

자세히 살펴보니 전원 IC가, 입출력간 전압 차가 작은 μPC2905(르네사스일렉트로닉스)로 교환되어 있었다(표 1).

 

 

μPC2905가 신제품이어서 정상 동작에 필요한 입출력간 전압차가 작다는 이유로 바꾼 것 같았지만 전해 콘덴서는 왜 추 가한 것일까?

 

 

μPC2905 등의 최소 입출력간 전압차가 작다는 것을 장점으로 하는 전원 IC는 실제로는 발진하기 쉽다(그림 1).

 

2. 내부 구성 : 컬렉터 출력과 이미터 출력은 안정성이 다르다

 

 

내부 구성을 비교하기 위해 μPC7800A 시리즈의 등가 회로를 그림 2(a)에, μPC2400A 시리즈의 기능을 그림 2(b)에 나타냈다. 비교하면 78시리즈는 이미터 출력이 되어 있고, 24 시리즈는 컬렉터 출력으로 되어 있다. 29 시리즈도 마찬가지이다.

트랜지스터는 컬렉터-이미터간 전압(V_CE)이 0.5V 정도여도 활성 영역에서 동작한다. 따라서 24/29 시리즈는 최소 입출력간 전압차를 작게 할 수 있지만 컬렉터 출력이기 때문에 오픈루프 게인이 커져 발진하기 쉬워진다. 대책을 세우려면 출력측에 큰 콘덴서가 필요하다.

이에 비해 78 시리즈는 이미터 출력이므로 피드백은 안정적이다. 그 대신 트랜지스터의 베이스-이미터간 전압(V_BE)이 2단 정도 필요해져 입출력간 전압차가 커진다.

 

3. 실험으로 외장 콘덴서의 필요성을 확인한다

 

 

사진 1은 이미터 출력타입의 μPC7812와 컬렉터 출력 타입(입출력간 전압차가 작다) μPC2412A의 외관이다. 그림 3과 같은 실험 회로에서 각각 출력 콘덴서 C_out의 값을 바꿔 출력전압을 확인해 보았다.

 

 

그 결과를 그림 4에 나타낸다. μPC7812A는 C_out이 0.1㎌으로 안정적인 출력이었다(실제로는 C_out 없이도 안정적이다). 이에 대해 μPC2412A는 그림 5와 같이 C_out이 2.2㎌ 이하에서 발진했으며 4.7㎌으로 되어서야 비로소 안정되었다. 제품 편차나 온도 등의 요인을 고려하면 메이커에서 권장하는 것처럼 47㎌ 이상 필요하다는 것도 알 수 있다.

 

 

또한 78 시리즈의 경우, 전원 IC의 회로 동작 전류(I_bias)는 3 ∼4mA 정도에서 부하에 관계없이 일정하다. 이에 대해 24/29 시리즈는 그림 6, 그림 7과 같이, I_bias가 부하 전류에 의해 변화하고 또한 입출력간 전압차가 작을 때 증가하는 경향이 있다.

I_bias가 부하 전류에 따라 변화하는 것은 출력 트랜지스터의 베이스 전류가 가산되기 때문이다. 배터리 동작일 때에는 특히 I_bias의 변화에 주의해야 한다.

 

4. 입출력간 전압차가 2V 정도 있어도 된다면 78 시리즈를 사용한다

 

필자의 경험에서 봤을 때 입출력간 전압차가 문제되는 경우는 충전식 배터리를 입력 전원으로 사용하여 그것을 안정화하고자 하는 경우이다. 그 외의 케이스에서는 1V 정도의 입출력간 전압차가 별로 문제되지 않을 것이다. 47㎌의 세라믹 콘덴서나 전해 콘덴서가 필요하지만 전해 콘덴서에는 수명이 있으므로 가능한 한 피하는 것이 좋다.

 

FET를 PWM 구동할 때에는 전용 드라이버를 사용해야 한다

 

세탁기 등의 모터 제어에는 인버터라고 하는 PWM 제어 구동 회로가 자주 사용된다.

이 스위칭 소자에는 파워 MOSFET이 많이 사용된다. 바이폴라 트랜지스터에 비해 손실이 적고 고속으로 스위칭할 수 있기 때문이다.

 

1. MOSFET을 고속으로 스위칭하려면

 

파워 MOSFET은 게이트에 전류를 흘리지 않아도 되므로 ON과 OFF를 천천히 반복하기만 하면 구동 회로의 출력 임피던스가 높아도 되기 때문에 마이컴이나 FPGA 등으로 직접 구동할 수 있다.

 

 

그러나 PWM과 같이 고속으로 ON/OFF 구동할 경우에는 그림 8과 같이 전용 MOSFET 드라이버(게이트 드라이버)를 사용한다.

MC34152는 8핀 DIP 또는 SOP 패킷이며 MOSFET 드라이버가 2회로 들어 있다.

 

2. 마이컴 직접 연결에서 고속 스위칭이 불가능한 이유

 

 

그림 9는 마이컴으로 MOSFET을 직접 구동하는 회로 예이다. 모터를 단순히 ON/OFF 제어하는 것이라면 MOSFET의 응답속도보다 모터의 기계적 응답속도가 훨씬 더 느리므로 고속으로 스위칭할 필요는 없다. 게이트 임계값 전압이 낮은 품종을 선택하면 마이컴에 직접 연결할 수 있다.

모터에 흐르는 전류를 가변하기 위해 PWM 제어할 경우, 그림 9의 회로에서는 기대한 성능을 얻을 수 없는 경우가 있다. 마이컴이 출력하는 제어 펄스의 듀티대로 전류를 제어할 수 없거나 파워 MOSFET의 발열이 증가한다.

(1) 원인은 게이트 단자의 입력 용량 C_iss

그림 8과 그림 9에서 사용하는 파워 MOSFET RSD200 N10(롬)의 데이트시트를 확인하면 턴온 시간 t_d(on)은 18ns, 턴오프 시간 t_d(off)는 128ns로 고속이다. 입력 용량 C_iss는 2200pF도 있다.

일반적인 마이컴 출력 포트의 드라이브 능력은 1mA 정도이므로 출력 임피던스는 수kΩ이다. 입력 용량 C_iss와의 시정수는 약 10μsec 가까이 된다. 스위칭 시간이 한 자릿수 이상 큰 값으로 된다.

시정수가 커진다는 것은 지연 시간이 커질 뿐만 아니라 게이트 전압의 변화가 완만해진다는 것을 의미한다. 그 결과 MOSFET이 ON에서 OFF(또는 그 반대로)로 변화하는 중간 상태의 시간이 길어진다. 이 기간은 MOSFET의 손실이 커서 발열이 증가한다.

 

3. MOSFET 드라이버라면 용량 부하를 고속 구동할 수 있다

 

 

그림 10은 MC34152의 특성도이다. 가로축은 부하 용량, 세로축은 출력 전압의 상승 시간과 하강 시간이다. 부하 용량이 2200pF이라면 약 30ns로 구동할 수 있다.

 

 

가상 GND를 만들려면 전용 IC를 사용해야 한다

 

1. 가상 GND란?

 

 

가상 GND란 OP 앰프를 사용한 반전 증폭 회로와 같이 OP앰프의 입력 단자가 GND 레벨에서 동작하는 회로로, GND에 접속되어 있지 않은 쪽 단자의 전위가 거의 GND 레벨로 되는 현상(그림 11)을 말하는 경우도 있는 것 같지만, 여기서 말하는 가상 GND는 다르다.

여기서의 가상 GND는 배터리로 동작하는 포터블 기기와 같이 원래 GND 전위가 없는 전원으로 동작하는 회로에서 신호 전압의 기준 전위 또는 그것을 만드는 회로를 말한다.

 

2. 가상 GND를 만들 때에는 전용 IC가 좋다

 

 

그림 12는 배터리로 구동하는 콘덴서 마이크의 증폭 회로이다. 회로의 입력 임피던스 R₂는 R₁의 수십 배 이상으로 해야하므로 비반전 증폭 회로로 했다. C₁과 R₂로 구성된 하이 패스필터의 컷오프 주파수는 약 7.2Hz이며 가청 주파수 하한보다 낮게 했다. 볼륨으로 증폭률을 변화시켜도 입력 임피던스, 컷오프 주파수는 변함이 없다. 출력과 입력의 극성이 반전되는 경우도 없다.

그림 12의 VG는 가상 GND(Virtual Ground)이다. 마이너스 전원을 스위칭 회로로 만들면 노이즈가 발생하므로 바람직하지 않다.

 

 

TLE2426은 가상 GND를 만드는 OP 앰프이다. 전원전압의 1/2인 안정적인 전압을 출력하므로, 전원전압의 범위를 유효하게 사용하여 교류 신호를 다룰 수 있다(그림 13). 단, 가상 GND에 흐르는 전류가 커지면 TLE2426도 사용할 수 없다. TLE2426이 흘리는 전류는 출력 전압 변동이 0.45mV일 때 20mA이다(그림 14).

 

3. 가상 GND는 OP 앰프로 만들 수 있다

 

단전원의 1/2 전압을 만드는 가장 간단한 방법은 저항으로 분압하는 방법이다. 그러나 이 방법은 전류를 흘릴 경우 분압점의 전위가 변동되어 버린다.

 

 

전위를 안정화하기 위해 리니어 레귤레이터나 션트 레귤레 이터를 사용하는 방법도 유효하지 않다. 이러한 방법은 싱크 전류와 소스 전류의 한쪽에만 효과가 있다(그림 15). 또한 션트 레귤레이터는 소비전류가 크므로 배터리를 소비한다.

 

 

OP 앰프를 사용하면 이러한 문제를 해결할 수 있지만, 유니티 게인으로 용량성 부하를 접속해도 발진하지 않아야 하기 때문에 연구가 더 필요하다(그림 16).

 

4. 가상 GND의 임피던스는 최대한 낮춘다

 

가상 GND의 임피던스를 낮추어야 하는 이유는 가상 GND에 흘러들어가는 전류가 있기 때문이다.

 

 

그림 12에 나타난 회로를 그림 17과 같이 가상 증폭 회로로 하면 VG에 흘러들어가는 전류를 무시할 수 있을 정도로 작게할 수 있으므로 저항 분압에서도 실용적이다. 그러나 반전 증폭 회로는 회로의 입력 임피던스가 낮아지고 극성이 반전되어 버린다.

 

5. 가상 GND를 만드는 OP 앰프 TLE2426의 부가 기능

 

 

TLE2428에는 그림 12의 3단자 패키지 외에도 DIP나 SOP등의 패키지가 있다(그림 18). 이러한 패키지에는 NR(Noise Reduction)이라는 단자가 있다. 전원에 리플이 포함되어 있을 경우, 이 단자에 1㎌의 콘덴서를 접속하여 접지하면 출력에 나타나는 리플을 제거할 수 있다. 그림 19는 리플 제거율의 주파수 특성이다.

 

 

포토커플러에 어중간한 OFF 상태를 허용해서는 안 된다

 

포토커플러를 노이즈 대책에 사용하면 오히려 오동작이 증가한다는 얘기를 들은 적이 있을 것이다. DC 전원전압 500V정도인 비교적 고압의 인버터나 컨버터에서 MOSFET이나 IGBT의 게이트 드라이버에 포토커플러를 사용한 경우 다수 발생한다. 특히 하이 사이드 스위치 측에서 오동작이 많은 것 같다.

 

 

그림 20은 포토커플러의 내부와 외부 회로에 기생하는 용량이다. C₁∼C₄는 내부 기생 용량, C₅, C₆은 외부 프린트 기판의 기생 용량이다. 대부분의 경우 이 외부 기생 용량이 트러블의 주요 요인이 된다. 여기서는 트러블의 원인과 대책을 설명한다.

 

1. OFF 상태여야 할 타이밍에 ON으로 되면 최악이다

 

인버터의 하이 사이드 게이트 드라이브에 포토커플러를 사용한 경우 그림 20의 입력 측(D₁)과 출력 측 사이에는 스위칭 파형이 가해진다. 이 스위칭 전압은 C₁∼C₆을 충방전한다. 이 충방전 전류에 의해 D₁, D₂가 ON/OFF되어 오동작이 발생한다. 포토커플러에는 스루레이트가 규정되어 있으며 TLP350의 경우에는 ±15kV/㎲이다. 스위칭 파형의 스루레이트가 일정값 이상으로 되면 트러블이 발생한다.

회로·실장 설계자는 C₃, C₄가 원인인 트러블에 대해 대책을 세울 수 없지만 C₁, C₂, C₅, C₆에 의한 트러블에 대해서는 어느 정도 대책을 세울 수 있다. MOSFET이나 IGBT의 게이트 드라이브에서는 OFF 상태여야 할 때 ON으로 되는 것이 최악의 상황이다. 하이 사이드와 로우 사이드가 동시에 ON되어 전원을 쇼트하기 때문이다.

(1) 좋지 않은 회로 : OFF 시 오픈되어 외부 노이즈에 약하다

 

 

그림 21에 좋지 않은 포토커플러 회로(a)와 권장하는 드라이브 회로(b)를 나타낸다. 그림 21(a)의 회로에서는 Q1이 ON → 포토커플러 ON(출력 High) → Q2가 ON으로 된다. Q1이 OFF일 때 포토커플러가 OFF로 되고 포토커플러의 캐소드가 오픈으로 된다. 기생용량의 영향을 받기 쉬워 OFF 상태에서 무방비이다.

(2) 권장 회로 : OFF 시 접지되므로 외란에 강하다

권장 회로인 그림 21(b)에서는 Q₁이 ON이고 포토커플러가 OFF이다. OFF 상태에서는 포토커플러의 캐소드, 애노드 모두 낮은 임피던스로 접지되어 외란의 영향을 최소화한다.

그림 21(b)에 나타난 포토커플러 LED부를 가드하는 대책도 유효하다. 그리고 Q₂, Q₃의 스위칭 파형을 쓸데없이 고속화하지 않도록 한다. 게이트 저항 R_G로 드레인 전류의 di/dt를 조정한다.

 

파워 MOSFET의 입력 임피던스는 높지 않다 낮은 임피던스로 구동한다

 

MOSFET의 입력 임피던스가 매우 높다는 얘기를 듣고 초간단 오디오용 1석 앰프를 생각한 사람이 있었다. FET에는 파워에 여유가 있어(≒잘 파괴되지 않아) 최대한 큰 것을 선택했다. FET는 게인이 높아 볼륨이 필요할 것으로 보고 100kΩ의 가변 저항을 넣었다.

이런 상태에서 바로 부하 저항으로 테스트 해봤더니 상상을 초월한 특성이 되었다고 한다.

 

1. 1석 앰프를 만들어 주파수 특성을 조사해 보니…

 

 

그림 22와 같은 회로였다. 사용한 파워 MOSFET은 FS30SM-6(미쓰비시전기)이며 트레인-소스간 내압 300V, 최대 드레인 전류 30A, 최대 손실 250W라는, 파괴될 것 같지 않은 크기이다. 이 MOSFET에 24V 전원에서 1.5A를 흘려 8Ω을 구동하려는 목표였다.

그림에서 R_G＝27kΩ은 100kΩ의 가변 저항으로 최대 출력저항을 상정한 것이다. 600Ω신호원에 연결했을 경우, 가변중점에서 출력 저항이 약 25kΩ으로 된다.

 

 

주파수 특성 측정 결과를 그림 23에 나타낸다. R_G＝27kΩ에서는 적분 회로와 같은 특성이 되어 버렸다. 주파수 특성은 표 2와 같다. 오디오 대역 부근에 관한 이야기는 아니다.

 

 

R_G＝47Ω에서는 특성이 좋아졌지만 이 값은 50Ω신호원에서의 측정값이다. 일반적인 오디오 기기에 접속했을 경우에는 신호원의 출력 저항(보통 600Ω)이 가산되므로 이 특성은 얻어 지지 않는다.

 

2. MOSFET의 입력 용량은 의외로 크며 전원전압이 낮 으면 더 커진다

 

R_G＝27kΩ에서 고역이 떨어진 이유는 파워 MOSFET의 전극간 용량 때문이다. FS30SM-6의 데이터시트에 따르면 C_iss＝2100pF, C_rss＝90pF(V_DS＝25V에서의 표준값)이 되었다.

그림 22에서는 V_DS＝12V로 사용했으므로 C_iss, C_rss 모두 25V 에서의 값보다 증가했다. 또한, C_rss는 게인배되어 입력 용량에 가산됐다. C가 큰 것은 교류에서의 임피던스가 낮다는 것을 의미한다는 이야기였다.

 

백업 축전지가 입력인 경우, 전원 IC의 내압에 1.5배 이상의 여유를 두는 것이 바람직하다

 

1. 부전원 생성 장치의 IC가 파괴됐다…

 

 

그림 24는 12V 전원에서 부전원을 만드는 장치이다. 그림5는 내부 차지 펌프 회로를 나타낸 것이다. 해외 메이커에게 설계를 의뢰한 장치에서 사용된 회로이다. 전압 컨버터용 IC형 ICL7660(인터실)을 사용했지만 이 IC의 전원전압 최대 정격은 13.0V였다. 장치의 전원 입력 V_in의 사양은 12V±10%로 최대 13.2V가 인가된다. 그림 24에 나타난 회로 다이오드의 순방향 전압 VF를 0.6V로 하면 사양을 만족시키는 것 같지만 계산상 여유가 전혀 없다.

V_in 최대 입력 13.2V ＜ IC의 최대 정격값＋0.6V＝13.6V

실제로 시장에서도 IC가 파괴되는 클레임이 발생한 적이 있으므로 그 원인을 소개한다.

 

2. 백업 배터리의 출력 전압은 변동한다

 

이 장치는 보통 ＋12V±10%의 범위 내에서 전원 공급되고 있으며, 정전 시 백업 NiCd 축전지로 변환하도록 되어 있었다. NiCd 축전지는 12V보다 상당히 높은 전압에서 충전되어 변환된 후 곧바로 16V 이상으로 됐다.

 

 

이와 같이 백업에 사용하는 배터리 전압은 일반적인 전원 공급보다 전압 범위가 넓어지는 경우가 많아 마진을 정확하게 취해두는 것이 확실하다. 시험삼아 그림 25에 나타난 회로의 전원 입력에 과전압을 입력해 봤더니 다음과 같은 결과가 나왔다. 파괴되는 이유이다.

·전원전압 14V까지 : 정상적으로 동작

·전원전압 15V∼16V : 전원전압이 증가하며, 16V 부근에서 IC 발열시작

·전원전압 17V 이상 : IC 파괴

 

 

이번에 대책으로 그림 26과 같이 ICL7660, 핀 호환 제품으로 입력 최대 정격 22V인 NJU7662(사진 2, 신일본무선)로 변환했다. 같은 회로 구성으로 20V 이상의 전원 입력에 대응할 수 있으며 백업 배터리 사용 시에도 문제없이 움직이게 되었다.

어느 정도의 여유가 필요한지는 입력 사양이나 배터리에 따라 다르므로 한마디로 얘기할 수 없지만, 필자는 최저 정격값의 1.5배, 가능하면 2배로 할 경우 안심할 수 있을 것이라 생각된다.

 

출처: http://www.hellot.co.kr/new_hellot/search/search_magazine_read.html?code=103&sub=001&idx=10984