50개의 즉석 서바이벌 회로 (Ⅰ) - 파형을 볼 수 없다

50개의 즉석 서바이벌 회로 (Ⅰ) - 파형을 볼 수 없다

 

50개의 즉석 서바이벌 회로 (Ⅰ)

훌륭한 측정기나 어댑터가 없어도 된다
파형을 볼 수 없다



즉석 회로 ⑪ : 오실로스코프의 표시 파형을 깨끗하게 해주는 로우 패스 필터 어댑터

오실로스코프로 관측할 수 있는 대역이 입력 신호보다 넓으 면 잡음 때문에 표시 신호가 묻힌다. 이 때는 어댑터로 입력 신호에 포함된 잡음을 제거한다.
오실로스코프를 사용하면 다양한 신호의 파형을 관측할 수 있다. 관측하고 싶은 신호의 주파수 성분은 다양하다. 예를 들면 인간의 근육이 움직일 때 발생하는 근전 주파수 스펙트럼은 높아야 100Hz 정도이다.
그러나 일반적인 오실로스코프 대역은 100MHz 정도여서 이 경우 너무 광대역이다. 대역이 넓은 만큼 잡음도 많이 관측 되므로 신호 진폭이 작으면 잡음에 묻혀 관측할 수 없게 된다. 당연히 계측하는 신호에 맞춰 적절한 대역으로 제한된 증폭기를 사용하는 것이 가장 좋겠지만 여러 종류를 갖춰 두는 것은 어려운 일이다.
이 때 그림 1과 같이 저항과 콘덴서를 사용한 간단한 로우 패스 필터를 만들어 사진 1과 같은 상자(이하, RC LPF BOX) 에 넣고 신호 케이블만 바꿔 연결하여 사용할 수 있도록 해 두면 아주 요긴하게 쓸 수 있다.





1. 대역과 잡음의 관계
100Hz 신호를 계측하는 데에도 오실로스코프 상태의 10MHz 대역폭으로 계측하면 100Hz∼10MHz까지에서 여분의 잡음까지 오실로스코프로 관측돼 버린다. 잡음 전압의 실효값은 주파수 대역폭의 제곱근에 비례하는 전압이 된다. 만약 10MHz까지 균일한 스펙트럼 잡음이 있다고 하면 필요한 100Hz 대역과 비교했을 때 10MHz는 100,000배의 대역이 있다. 따라서 배나 되는 여분의 잡음이 관측되어 버린다. 이 RC LPF BOX를 사용한 모습을 사진 2에 나타낸다.

2. 회로
RC의 로우 패스 필터이므로 고역 차단 주파수[게인이 －3 dB(약 70.8%) 저하되는 주파수]는 1/(2πCR)이 된다. 그림 2는 차단 주파수 1Hz인 RC LPF의 게인-주파수 특성이다. 게인이 10% 저하되는 주파수는 약 0.484Hz, 1% 저하되는 것은 약 0.142Hz로 된다. 따라서 오차를 10% 이하로 하고 싶다면 고역 차단 주파수를 신호 주파수의 1/0.484≒2.1배 이상, 1% 이하의 오차로 계측하고 싶다면 1/0.142≒7배 이상으로 한다. 간단하게 말해 신호 주파수의 10배의 LPF로 계측하면 1% 이하의 오차로 줄일 수 있게 된다.
이 RC LPF BOX를 신호원과 오실로스코프 사이에 삽입하면 그림 1과 같은 회로가 된다. 따라서 사용하는 저항값은 10kΩ 전 후가 적당하다.



3. 케이스와 케이블을 준비하여 사용성을 높인다
사진 1은 다카치의 알루미늄 케이스 MB-1S를 사용한 것이다. BNC 커넥터에는 다양한 형태가 있지만 4개의 나사로 고정하는 사각형 베이스인 것을 사용하면 여유가 생기며, 펀칭도 간단하다. 여기서 사용한 BNC 커넥터는 아키츠키전자에서 구입한 것이다.
사진 3의 BNC-악어 케이블에 사용하는 실드선은 두꺼우면 다루기 어려우므로 1.5D 2V의 동축 케이블이 가장 적당하다. 몬타무선(門田無線)에서 양단에 BNC 플러그가 접속된 1.5D2V 신호 케이블이 판매되고 있으므로 이것을 절반으로 잘라 사용하면 가장 적당하다. 악어클립도 몬타무선에서 소형 제품을 구입할 수 있다.




4. BNC 커넥터를 부착한 케이스 준비 기술
MB-1S에 BNC용 구멍을 뚫을 경우, 사진 4와 같은 지그를 만들어 두면 간단하게 펀칭할 수 있다. 사각형 베이스 BNC의 설치 구멍이 뚫려 있는 MB-1S를 판매한다면 편리할 것이다.
사진 5는 육각 스터드를 사용한 것으로 케이스 가공이 필요 없어 간단히 제작할 수 있다. 사진 6은 Pomona electronics 社의 BNC 부착 알루미늄 다이캐스트 케이스를 사용한 것으로, 가장 적당하다고 할 수 있다. 이 케이스는 사이토 전기상회에서 취급하고 있다.

5. 증폭기의 잡음 평가에도 응용 가능
증폭기 여러 대의 잡음을 평가할 경우, 잡음은 주파수 대역 폭의 제곱근에 비례하므로 같은 주파수 대역에서 비교하지 않으면 공평하게 비교할 수 없다. 이와 같은 경우에도 이 RC LPF BOX를 증폭기와 교류 전압계 사이에 삽입하면 공평하게 비교할 수 있다.
그림 3과 같이 회로의 고역 감쇠 경도가 －6dB/oct인 경우, 등가 잡음 대역폭이 고역 차단 주파수의 π/2≒1.57배가 된다. 따라서 10kHz÷1.57≒6.37kHz의 RC LPF BOX를 사용하면 등가 잡음 대역폭이 10kHz로 되고 이므로 계측한 잡음 전압을 1/100로 하면 1Hz당 잡음의 양(잡음 전압 밀도 되어 계산이 간단해진다.




즉석 회로 ⑫ : 50Ω계 신호원을 75Ω계 기기에 접속하는 어댑터

고주파 신호나 비디오 신호를 확실하게 전달할 수 있다

1. 계기
TV 방송은 이미 디지털화 되었지만 안테나 등의 고주파계나 비디오 신호계의 임피던스는 여전히 75Ω이 사용되고 있다. 한편, 신호 발생기나 스펙트럼 애널라이저 등의 계측기 임피던스는 50Ω 인 것이 대부분이다. 그렇다면 75Ω계 광대역 비디오 앰프의 주파수 특성을 계측할 때 50Ω신호 발생기를 어떻게 접속하는 것이 좋을까?
간이적으로는 신호 발생기 출력 커넥터의 중심 커넥터에 25Ω의 저항을 직렬로 접속하고, 이후에는 75Ω계 케이블 로 끌어내는 방법이 있다. 그러나 광대역 계측에서는 신호 발생기 내의 50Ω계 배선이 정합되지 않은 영향이 나타난다.
이러한 때에는 임피던스 변환기가 필요하다. 변환기에는 몇 가지 방식이 있지만, 저항식 변환기는 직류에서 고주파까지 사용할 수 있으며 간단하게 직접 제작할 수 있다.
그림 4는 75Ω계 광대역 비디오 앰프의 주파수 특성 시험을 위해 저항식 변환기로 50Ω계 신호원을 접속한 예이다. 저항식 변환 회로에는 T형과 π형의 2가지 형식이 있으며 모두 3개의 저항 요소만으로 구성되어 있지만, 능동 소자를 포함하지 않으므로 신호 손실이 발생한다.

2. 회로
(1) 게인 0.5의 T형 변환 회로
변환 회로의 기본형 중 하나는 그림 5와 같이 저항 3개를 알파벳 T자 형태로 접속한 것이다. 정합 조건에서 그림 5의 CN1 에 50Ω의 신호원을 연결하고 CN2 부하를 제거한 상태로 CN2 에서 본 임피던스에 관해 다음과 같은 식이 성립해야 한다.



또한, CN2에 75Ω부하를 연결한 상태로 CN1에서 본 임피던스에 관해 다음과 같은 식이 동시에 성립해야 한다.



정합 회로에는 신호 손실이 있지만, 그림 4와 같은 앰프의 특성 계측 등에는 손실을 어림수로 해 두면 뒤에 계산할 때 간편하다. 그래서 그림 5의 회로에서는 CN2에서의 진폭을 보통 종단 시의 절반인 VS/2로 되도록 설정했다. 이로써 다음 식과 같은 제3의 조건이 나온다.






식 (1), (2), (3)을 연립해 풀면 R1＝10Ω, R2＝60Ω, R3＝45Ω 을 얻을 수 있다. 이 회로는 그림 5의 우측에 75Ω계 신호원을, 좌측에 스펙트럼 애널라이저를 연결하여 75Ω→ 50Ω의 변환기로도 사용할 수 있다. 단, 이 경우 게인은 1/2이 아니라 1/3 로 된다는 데 주의해야 한다.

3. T형 변환기를 실제로 만들려면
앞에서 설명한 저항값 중 10Ω은 문제없지만 다른 2개는 E24 계열에 없기 때문에 여러 개의 저항기로 합성하게 된다. 60Ω을 얻으려면 120Ω2개를 병렬로 혹은 30Ω2개를 직렬로 하는 경우가 떠오른다. 한편, 45Ω을 얻으려면 30Ω과 15Ω을 직렬로 하는 것이 간단하므로 60Ω에 후자를 채택하여 저항 품종을 줄인다.
결국 그림 6과 같은 회로로 구성 되었다. 그림 4의 용도에서는 전력이 별로 필요 없고, 2012 사이즈 정도의 0.5% 박막 금속 칩 저항의 경우 고주파 특성도 비교적 좋아 각 저항에 적합하다.
고주파 특성을 좋게 하는 요령은, 유니버설 기판에 부유 용량이 큰 스루홀형을 사용하지 않는 것, 랜드가 있는 기판의 납땜면에는 GND용 동박 테이프를 일단 전면에 붙인 후 필요한 부분만 커터로 잘라 실장하는 것, 그리고 CN1에는 50Ω, CN2 에는 75Ω의 BNC 커넥터를 구별하여 사용하는 것이다. 잘 만들면 1GHz 넘어서까지 평탄한 특성을 얻을 수 있다.




(1) 게인 0.5의 π형 변환 회로
변환 회로중 하나는 그림 7과 같이 저항 3개를 원주율로 익숙한 π자 형태로 접속한 것이다. 계산은 다소 복잡하지만 T형과 마찬가지로 임피던스 정합을 고려하면 2개의 조건을 만들 수 있다.



변환 게인 식은 다음과 같다.



식 (4), (5), (6)을 연립해 풀면 R1＝250/3Ω, R2＝62.5Ω, R3＝ 375Ω이라는 답을 얻을 수 있다. 이 회로도 그림 7의 우측에 신호원을, 좌측에 부하를 연결해 75Ω→ 50Ω변환기로 사용할 수 있다. 이 때의 역변환 게인은 T형과 마찬가지로 1/3이다.

(2) π형 변환기를 실제로 만들려면
앞서 설명한 저항값은 모두 E24 계열이 없으므로 연구가 필요하다. 우선 R1은 처음에 240Ω＋10Ω이나 100Ω＋150Ω등의 조합으로 250Ω을 만들고 그 3개를 정직하게 병렬로 하는 방법밖에 없어 보인다. R2는 125Ω의 절반이므로 110Ω＋15Ω2 개를 병렬로, R3는 750Ω의 절반이므로 2개를 병렬로 한다. 이것은 그림 8과 같다.
T형보다 복잡한 구성이지만 전부 5품종 12개이므로, 통신 판매를 통해 0.5% 박막 칩 저항을 10개 단위로 저렴하게 구입 할 수 있는 요즘에는 그다지 어렵지 않을 것이다.



(3) 최소 손실 변환 회로
지금까지는 피측정물의 특성 해석에 편리하도록 변환 게인 1/2인 변환 회로에 대해 생각했지만, 경우에 따라서는 손실을 최소화하여 S/N을 향상시키고 싶은 경우가 있다. 그림 9는 최소 손실 변환 회로이며 저항 요소 2개만으로 구성되어 있다. 바꿔 생각하면, 이것은 그림 5의 T형 R1이 0Ω으로 된 것 혹은 그림 7의 π형 R3이 무한대로 된 것이라고도 생각할 수 있다.
이 회로의 50Ω→ 75Ω 변환 게인은 가 된다. 또한, 75Ω→50Ω의 역변환 게인은 이 된다.




(4) 최소 손실 변환 회로 제작
이 회로의 저항값은 무리수이므로 근사하는 수밖에 없다. 이므로 R1에 82Ω과 4.7Ω, R2에 43Ω을 할당한 것이 그림 10에 나타난 회로이다.


즉석 회로 ⑬ : 노이즈로 가득 찬 2점 사이의 미세한 전위차를 확실하게 잡아내는 평형-불평형 변환 회로

① OP 앰프, ② 트랜스, ③ 코먼 모드 라인 필터를 사용한 3 개의 회로이다.

1. 노이즈로 가득 찬 2점의 전압차를 잡아내려면
(1) 큰 노이즈 위에 떠오른 신호를 잡아내고 싶다
모터를 다루는 전력 회로에서 구동 전류를 측정하여 제어하고 싶은 경우 등을 생각할 수 있다. 구동 전류를 측정하려면 전원선 중간에 저항을 넣고 그 양단의 전위차를 측정한다. 모터 구동으로 인해 발생하는 노이즈는 측정하는 2점 양쪽에 실리는 코먼 모드 노이즈가 된다. 이 노이즈는 전류를 검출한 신호의 100배 이상 존재하기도 한다. 이런 경우에는 차동 신호를 받는 회로보다 아이솔레이션, 즉 차동 신호에서 불평형 신호로 변환하는 수단을 생각하게 된다.
현실에서의 아이솔레이션 회로는 이상적인 동작과는 거리가 멀어 반드시 주파수 대역에 제한이 생기게 된다. 여기서는 신호가 직류를 포함하는 것, 음성 주파수인 것, kHz 이상인 것으로 나누어 소개한다.

(2) 노이즈가 작은 경우에도 차동 신호를 사용한다
차동 신호는 고급 오디오 등, 특히 높은 S/N비를 목표로 하는 경우에도 사용된다. 이 경우 코먼 전위는 거의 일치하며 코먼 모드 노이즈는 신호에 대해 훨씬 작은 값이 된다. 이번에 이러한 용도는 고려하지 않는다.

2. 회로 ① … OP 앰프를 사용하는 타입
신호가 직류를 포함하고 있는 경우의 평형-불평형 변환 회로는 OP 앰프를 사용한 차동 회로가 일반적이다. 그러나 노이즈 제거에 사용하려고 해도 좀처럼 이상적으로 동작하지 않는다. OP 앰프 자체의 성능에 한계가 있기 때문이다. 코먼 모드 제거법은 주파수에 반비례하여 악화된다.
그러나 최근에 나온 고성능 OP 앰프의 경우 다소 개선되었다. OP 앰프를 사용한 평형-불평형 변환 회로의 예를 그림 11 에 나타낸다. 이것은 언뜻 보면 보통의 차동 회로이지만 코먼 모드에 150V(AC100VRMS의 피크값 이상)의 전압이 가해져도 신호에는 혼입되지 않도록 설계되어 있다.



(1) 직류에서 사용할 수 있지만 아이솔레이션은 불완전하다
이것은 아이솔레이션을 목적으로 하는 회로이지만 저항 330kΩ2개분, 병렬로 실제 155kΩ이 신호원 측과 연결되어 버리므로 엄밀게는 아이솔레이션이 아니다. 그 대신 전달 특성은 DC에서 1MHz까지 평탄하다. 신호를 잡아낼 수 있는 주파수의 상한을 낮춰도 된다면 저항값을 올릴 수 있어 아이솔레이션을 더 확보할 수 있다.

(2) 아이솔레이션 특성
아이솔레이션 특성은 차동 모드에서 신호를 입력했을 때의 출력과 코먼 모드에서 신호를 입력했을 때 출력의 비이다.
사진 7과 같이 40Hz에서는 －116.14dB의 아이솔레이션비를 얻었다. 50Hz에서는 전원험을 얻어 상승했지만 이것은 실드를 하면 없어진다. 그러나 1kHz에서 －92.5dB, 10kHz에서 －71.5dB로 주파수가 늘면 감소하여 100kHz에서 －51.55dB, 1MHz에서 －31.5dB로 되어 고주파 노이즈 제거 능력이 낮다는 것을 알 수 있다.



3. 회로 ② … 트랜스를 사용하는 간이 타입
음성 주파수를 다루는 방송 설비에서는 모든 기기간 접속에 평형 신호가 사용되고 있다. 현재는 고급 오디오 기기에서도 평형 신호를 사용한다. 이전에는 평형-불평형 변환에 일반적으로 트랜스를 사용했다. 현재는 방송 설비도 OP 앰프가 주체로 되어 트랜스를 사용하는 케이스는 거의 없어졌지만, 트랜스 자체는 지금도 생산되고 있다.
이러한 트랜스의 성능, 특히 아이솔레이션 특성은 일반적으로 알려져 있지 않으므로 비교하기 위해 TPs-3S(다무라제작소) 특성을 소개한다. 외관은 사진 8과 같다.
아이솔레이션에 트랜스를 사용하는 방법은 신호 회로에 끼워 넣기만 하면 되고 전원이 필요 없으며 게인 에로스가 없어 이상적인 아이솔레이션 수단이라고 생각된다.
측정 대상인 트랜스는 입출력 600Ω제품이므로 50Ω계 측정기에 그림 12와 같이 직렬 저항을 넣어 610Ω상당으로 하여 측정했다.



(1) 낮은 주파수 신호는 전달할 수 없다
전달 특성은 사진 9와 같이 저주파에서 포화가 일어난다. －17dBm에서는 5Hz에서 100kHz까지 1dB 이내에 들어갔지만 신호 레벨을 키운 －10dBm에서는 10Hz 이하가 포화되어 하락했다. 이 포화점은 주파수에 비례하므로 －4dBm에서는 20Hz 이하가 포화된다는 계산이 나온다. 여기서의 －4dBm은 측정 회로의 50Ω계 값(50Ω저항에 1mW의 전력을 발생시키는 진폭이 0dBm)이므로 전압으로서는 약 1.9VRMS이다.



(2) 아이솔레이션 특성
사진 10과 같이 1kHz에서 －94dB의 동상 신호 제거비로 되었다. OP 앰프를 사용한 사진 7보다 다소 좋아졌지만 편차 범위는 같은 정도이다. 단, 100kHz에서는 －43dB로 상승하여 성능이 향상된 최근의 OP 앰프를 사용한 회로가 이겼다.
트랜스는 실드 처리법에 의해 아이솔레이션 특성이 변화된다. 이번 측정에서는 실드 단자를 접속하지 않았지만, 실장 상태에 따라서는 GND에 연결하면 개선되는 경우도 있을 수 있다.

4. 회로 ③ … 수백kHz 부근의 아이솔레이션을 확보할 수 있는 코먼 모드 라인 필터
이상과 같이 OP앰프와 트랜스로는 100kHz에서의 아이솔레이션을 기대할 수 없다. 그러나 고주파와 저주파 중간에 해당하는 이 부근의 주파수 대역(필자는 중주파라고 부른다)에서는 적당한 신호용 부품이 거의 만들어지지 않고 있다. 스위칭 전원이나 인버터 등이 이용하는 주파수이며 주로 파워 회로용 부품이 만들어지고 있다.
이러한 중주파 신호를 전송하고자 할 경우에는 전용 트랜스를 직접 만드는 수밖에 없다. 그러나 트랜스를 만드는 데에도 재료가 필요하다. 재료인 코어를 찾았더니 코일 하나가 눈에 들어왔다. 그것은 코먼 모드 라인 필터였다. 이와 같은 종류의 필터는 스위칭 전원의 노이즈를 저지하기 위한 초크 코일로, 권선은 2개 있으며 트랜스로서도 동작한다. 2개의 권선은 밀착되지 않도록 감겨 있기 때문에 높은 절연 성능을 얻을 수 있다(그림 13). 그만큼 트랜스로서 결합이 약하다는 것이 단점이지만 주파수대를 한정하면 충분한 경우도 많다.





(1) 2권선 필터를 트랜스로 전용
코먼 모드 라인 필터 몇 개를 측정해 봤더니 수 백Hz∼1MHz 정도의 주파수에서 사용 가능하다는 것을 알 수 있었다. 단, 원래 트랜스로서 제작된 것이 아니므로 특성을 이해하고 사용해야 한다.
사진 11은 그 일례를 나타낸 것이다. 여기서는 그림 14와 같 이 50Ω계에서 직접 측정했다. 측정 결과는 사진 12와 같다.
(2) 수백Hz∼수십kHz 전송 가능
전달 특성은 10kHz에 대해 －1dB이 660Hz에서 60kHz, －3dB에서는 346Hz에서 128kHz로 전화 음성도 통과시킬 수 있는 특성이다. 전달 손실은 약 0.3dB로 아주 작기 때문에 전력을 보낼 수도 있다.
(3) 100kHz에서도 충분한 아이솔레이션 확보
한편, 아이솔레이션은 10kHz에서 －118dB 있으며, 50kHz 에서 －96.6dB, 128kHz에서도 －83.5dB로 OP 앰프 및 저주파 트랜스에 비해 훨씬 좋아졌다.
코먼 모드 라인 필터의 종류는 매우 많으며, 통과 대역도 수 MHz에 달하는 것이 있지만 그만큼 최저 주파수도 높아지므 로 유효성을 잘 이해해야 한다.


즉석 회로 ⑭ : 미소 신호를 관측할 수 있는 대역 300kHz의 100배 프리앰프

저잡음 OP 앰프 LF356을 사용하여 입력 용량 12pF, 입력 저항 10MΩ의 액티브 프로브를 직접 제작한다.
오실로스코프의 감도가 조금 부족하여 파형이 생각한 것처럼 보이지 않을 때, 앰프로 신호를 미리 증폭해 두면 관측하기 쉽다. 동작은 오실로스코프의 옵션으로 준비되어 있는 액티브 프로브와 같다. 오실로스코프에 10 : 1 프로브를 접속하면 게인이 1/10로 떨어진다. 액티브 프로브에 게인이 10배 있으면 10 : 1 프로브에 대해 감도가 100배 올라간다.



1. 회로
그림 15는 액티브 프로브(사진 13) 회로를 나타낸 것이다. 이 회로에서는 고역 차단 주파수가 300kHz 정도이므로 저주파 신호 관측용이다. 10MΩ의 입력 저항을 가졌고 신호원 저항에 의한 직류 오프셋 전압 발생이 거의 없으며 수십kΩ이상의 신호원에서도 잡음 증가가 적으므로 패시브 프로브를 사용할 때와 동일한 감각으로 사용할 수 있다. 전원전압은 ±15V이다.


사용하기 쉽도록 사진 14와 같이 소형 알루미늄 케이스(다카치 MB-1S)에 내장했다. 또한, 입력 용량을 작게 하고 쉽게 사용할 수 있도록, 입력은 커넥터를 사용하지 않고 악어클립의 리드선을 직접 접속했다.
오실로스코프에 사용하는 10 : 1 프로브의 입력 임피던스는 일반적으로 10MΩ이며 입력 용량은 10p∼20pF 정도이다. 프로브의 입력 저항에 맞춰 R1을 10MΩ으로 했다. 완성 후 입력 용량을 계측했더니 12pF이었다.
(1) 대역은 DC∼300kHz까지의 저주파 관측용
그림 16은 게인 위상-주파수 특성을 나타낸 것이다. LF356 의 GBW는 5MHztyp이므로 10배의 게인을 부여하면 고역 차단 주파수는 500kHz 부근이어야 하지만 실제 측정에서는 약 300kHz였다.




(2) 잡음 성능
그림 17은 출력 잡음 전압밀도의 실제 측정 결과이다. LF356의 입력 환산 잡음 전압밀도는 이므로 입력 단락 시의 값은 typ 값보다 약간 결과가 많게 나왔다.
입력 환산 잡음 전압밀도가 다소 많고 입력 잡음 전류가 작다는 점에서, 입력 단락일 때와 신호원 저항 1kΩ에서는 출력 잡음 전압밀도가 거의 같아졌다.
신호원 저항 100kΩ에서는 1kHz에서 출력 잡음 전압밀도이다. 입력 환산으로는 의 잡음이 있으면 계산할 수 있다. 100kΩ의 저항에서 발생하는 잡음 전압밀도는 약 이므로 OP 앰프에서 발생하는 잡음보다 저항에서 발생하는 잡음이 더 지배적으로 되었다.
신호원 저항 100kΩ에서는 나중에 소개하는 AD797보다 낮은 잡음을 얻을 수 있다는 것을 알 수 있다. 이것은 LF356의 입력 전류 잡음이 작기 때문이다. 단, 그림 17을 보면 알 수 있듯이 임피던스가 높으면 외래 잡음이 혼입하기 쉬워지므로 실제로는 그 외래 잡음을 줄이는 것이 더 어렵다.
(3) 대진폭 응답 특성에 주의
그림 18(a)의 소신호 방형파 응답은 느리지만 파형이 깨끗하다.
그림 18(b)의 대진폭 응답 파형을 보면 상승과 하강의 스레숄드가 크게 다르다는 것을 알 수 있다.




즉석 회로 ⑮ : 미소 신호를 관측 할 수 있는 대역 1MHz의 100배 프리앰프

저잡음 OP 앰프 AD797을 사용하여 입력 용량 23pF, 입력 저항 100kΩ의 액티브 프로브를 직접 제작한다.
센서 등에서는 발생한 신호가 너무 작아 오실로스코프 등으로 파형을 관측할 수 없는 경우가 있다. 그러한 때에는 저잡음이고 게인이 큰 프리앰프를 준비하여 신호를 크게 증폭한 후 관측한다.




1. 회로
그림 19는 저잡음 프리앰프의 회로도를, 사진 15는 그 외관을 나타낸 것이다. 사용이 편리하고 전자 잡음을 잘 받지 않도록 다카치의 소형 알루미늄 케이스, MB-1S에 내장했다. R4는 용량 부하일 때의 발진 대책을 위해 삽입했다. 기판 면적이 작으므로 오프셋 조정용 반고정 저항과 C1, C2, C5는 납땜면에 실장했다. 완성 후 입력 용량을 계측했더니 약 23pF이었다. 실제로 사용할 때에는 동축케이블의 용량이 더 지배적으로 된다.
앰프 자체의 입력 환산 잡음 전압밀도가 저역까지 작으므로 수kΩ이하의 신호원일 때 최고 SN비를 얻을 수 있다. 전원전압 ±15V, 최대 출력 전압 약 ±13V, 고역 차단 주파수 약 1MHz이다. 오실로스코프 본래의 대역보다는 좁아진다.
AD797은 LF356보다 입력 바이어스 전류가 크기 때문에 오프셋 전압을 작게 하기 위해 입력 저항을 결정하는 R1이 100kΩ으로 작아졌다.



(1) 주파수 특성
그림 20은 FRA5087(엔에프 회로 설계 블록)로 실제 측정 한 게인 위상-주파수 특성이다. 이득이 －3dB 저하되는 고역 차단 주파수는 약 1.3MHz로, 계산한 값보다 약간 높아졌다.
(2) 잡음 전압밀도 특성
그림 21은 출력 잡음 전압밀도를 89441A(애질런트 테크놀 러지스)로 실제 측정한 결과이다. 유감스럽게도 50Hz의 험 성분이 관측됐지만 전체적으로는 계산 결과와 마찬가지로 입력 단락에서 의 값이 되었다. 신호원 저항이 100kΩ으로 되면 AD797의 입력 잡음 전류가 지배적이 되고, 1kHz 이하에서는 1/f 잡음도 관측된다.
(3) 방형파 응답에는 약간의 오버슈트가 있다
그림 22(a)는 소신호에서의 방형파 응답이다. 약간의 오버 슈트가 발생했다. 그림 22(b)는 최대 출력 전압 부근의 방형파 응답으로, 스루레이트에 의해 응답 속도가 제한되고 있다는 것을 알 수 있다.

2. 잡음 견적
OP 앰프를 사용한 비반전 증폭기에서는 그림 23에 표시된 5군데에서 잡음이 발생한다. 그림 19의 회로에서 신호원 저항 RS를 0Ω또는 1kΩ으로 하고 이 프리앰프 출력에 어느 정도의 잡음이 나타나는지 대략 계산해 보자. 사용한 OP 앰프의 GBW가 110MHz이므로 게인 100배에서 고역 차단 주파수는 110MHz÷100＝1.1MHz로 된다.



합성 입력 환산 잡음밀도 Vni는 신호원 저항에 맞춰 다음과 같이 구할 수 있다.



주파수 대역폭 1.1MHz, 대역폭 계수 1.57, 게인 100배로 하 여 계산하면 출력 잡음 전압밀도 Vno는 다음과 같다.



전원험 등의 잡음이 혼입되지 않으면 이 잡음은 정규분포로 된다. 잡음 파형을 일반적인 아날로그 오실로스코프로 관측하면 파형의 마이너스 피크에서 플러스 피크까지 대략 RMS 값의 10배가 된다. 따라서 입력 단락에서는 대략 1.3mVP-P, 1kΩ 에서는 대략 6mVP-P의 잡음이 관측된다.


즉석 회로 ⒃ : 미소 신호를 관측할 수 있는 대역 30MHz의 100배 프리앰프

광대역, 저잡음OP 앰프AD8099를 사용하여 입력 저항 1kΩ 의 액티브 프로브를 직접 제작한다.
일반적인 교류 전압계의 최고 감도는 1mVRMS 정도이다. 따라서 저잡음 증폭기의 출력 잡음 전압을 계측하는 데에는 약간 부족한 경우가 있다. 이러한 때에는 광대역의 저잡음 액티브 프로브(사진 17)를 만든다.



1. 회로
그림 24는 게인 100배의 광대역 저잡음 프리앰프를 나타낸 것이다(사진 18). 전원전압은 ±5V, 최대 출력 전압은 약 ±3.8V이다.
(1) 사용하는 OP 앰프가 중요하다
사용한 AD8099의 입력 환산 잡음 전압은 로 AD797과 비슷하다. 또한, 게인 대역 면적 GBW가 3.8GHz로 매우 광대역이며 회전율도 1kV/㎲ 있다. 이에 따라 게인을 100배 해도 30MHz로 저잡음과 광대역을 모두 만족시시키는 프리앰프를 만들 수 있다.
(2) 출력에 불필요한 직류 전압이 발생하기 쉽다
AD8099는 고성능 OP 앰프이지만 입력 바이어스 전류가 다소 크다. 바이어스 전류 IB는 DISABLE 단자 설정에 따라 다르지만, 그림 24의 접속에서는 IB＝－0.1㎂typ(2㎂max)이다.
실제로 사용할 때에는 임피던스가 낮은 신호원이 접속되므로 거기에 바이어스 전류가 흘러 오프셋 전압이 작아지기 때문에 문제없다. 그러나 입력에 아무 것도 연결하지 않을 경우 R1의 100kΩ에 0.1㎂가 흐르면 10mV가 발생하고, 출력에는 그것을 100배 한 1V가 발생하게 된다. R1은 바이어스 전류를 흘리는 것보다, 사용하지 않을 때 정전기에 의해 파괴되는 것을 조금이라도 방지하기 위해 삽입한 저항이다.
신호의 직류 성분을 차단하여 교류 성분만 검출할 경우, 그림 25와 같이 신호원과 입력 사이에 콘덴서 CA를 삽입하며 바이어스 전류를 흘리는 저항도 추가한다. R1만으로는 값이 너무 커서 오프셋 전압이 너무 커져 버리기 때문이다. RA를 1kΩ 으로 하면 입력 단자의 오프셋 전압은 0.1mV가 되며 출력에서는 10mV의 직류 오프셋 전압이 된다.



(3) 주파수 특성과 잡음 특성
그림 26은 게인 위상-주파수 특성을 나타낸 것이다. 고역 차단 주파수는 약 30MHz로 데이터시트의 GBW가 거의 실현 됐다. 저항류는 주파수 특성을 악화시키지 않도록 AD8099 핀에 공중 배선했다. 그림 27은 출력 잡음 전압밀도의 특성이다. AD797에 비하면 1/f 잡음이 많으며 1kHz 정도부터 나타난다.




2. OP 앰프 사용법에 주의가 필요하다
(1) 방열
AD8099의 전원전압은 최대 ±6V이고 패키지에 DIP 타입은 없으며 표면실장 타입뿐이다. 핀의 배치가 특징적이어서 게인 설정 저항을 최단으로 배치할 수 있도록 되어 있다(그림 28).
일반적으로 트랜지스터에 흘리는 전류를 늘리면 주파수 특성은 향상된다. 이 OP 앰프도 광대역을 실현하기 위해 소비전류가 많으며 발열이 켜진다. 표면실장 패키지에서의 방열은 한계가 있으므로 사진 19와 같이 패키지 뒷면에 방열을 위한 금속 부분이 존재한다. 원래는 이것을 프린트 기판의 넓은 GND 패턴 등에 납땜하여 방열해야 한다.
이번에는 사진 18과 같이 IC 뒷면의 금속 부분에 Ø0.8 땜납도 금선을 2개 납땜하고 그것을 프린트 기판에 베타 그라운드 하여 방열한다.









(2) DISABLE 단자 처리
AD8099에는 DISABLE 단자가 있으며 마이너스 전원에 접속하면 휴지 상태로 되어 소비전류가 약 1/10로 된다. 플로팅 상태에서는 DISABLE 단자가 동작 상태로 되어 입력 잡음 전류가 최소로 된다.
플러스 전원에 접속하면 입력 바이어스 전류가 플로팅보다 작아진다. 그 대신 입력 잡음 전류가 다소 증가하는 것 같다. 데이터시트에 있는 플로팅의 경우 IB＝－6㎂typ, 플러스 전원에 접속하면 IB＝－0.1㎂typ라고 기록되어 있다. 측정용 프리앰프에 사용하려면 －6㎂에서는 바이어스가 너무 크므로 DISABLE은 플러스 전원에 접속한다.

즉석 회로 ⒔ : 입력 레인지가 수십n∼수십mA인 전류-전압 변환 프리앰프

최소값과 최대값의 비가 1만 배나 되는 포토 다이오드와 트 랜지스터의 출력 전류값을 범용 측정기로 측정할 수 있다.
광센서의 포토 다이오드는 일반적으로 빛의 강도와 출력 전류가 비례한다. 이럴 때에는 입력 임피던스가 낮고 유입된 전류값에 비례하는 전압을 얻을 수 있는 전류 앰프를 사용한다. SPICE의 모델링 파라미터를 구하기 위해 트랜지스터 등의 직류 특성을 계측할 때에도 편리하다.






1. 회로
그림 29는 가능한 한 폭넓은 용도에 대응하기 위해 전류- 전압 변환계수를 전환하여 와이드 레인지에 대응하는 전류 입력 프리앰프(사진 20) 회로이다.
그림 30은 전류 입력 앰프의 동작을 설명하기 위한 시뮬레이션이다. OP 앰프는 엄밀한 모델은 아니며 사용한 OP 앰프 μPC811 의 직류 게인과 GBW만 모델링 되어 있다. V1의1V 전압원을 G1∼ G3에서 1㎂전류로 변환하고 각 전류 입력 앰프에 접속했다.
OP 앰프는 직류 게인이 매우 크므로 ±의 입력 사이에는 전압이 거의 발생하지 않는다. 또한, OP 앰프의 입력 임피던스도 크기 때문에 OP 앰프 입력 단자에 전류가 흐르지 않는다. 따라서 외부에서 입력된 전류는 모두 귀환 저항에 흐르며 그 저항값에 따라 출력 전압이 결정된다. 귀환 저항이 10MΩ인 경우, 1㎂의 전류가 흐르면1㎂×10MΩ＝10V의 출력 전압으로 된다.
그림 30(b)이 출력 전압-주파수 특성으로 0dB이 1V로 된다. 그림 30(c)은 입력 임피던스-주파수 특성의 시뮬레이션 결과이다.
이와 같이 OP 앰프를 사용한 전류 입력 앰프의 입력 임피던스는 귀환 저항 및 귀환 콘덴서의 임피던스를 OP 앰프의 오픈 루프 게인으로 나눈 값으로 되어 매우 낮은 값을 얻을 수 있다.

2. IC 소켓은 사용하지 않는다
OP 앰프의 마이너스 입력 부분에 누설 전류가 발생하면 오차가 된다. 따라서 사진 21(b)과 같이 OP 앰프의 마이너스 입력 단자는 IC 소켓에 꽂지 않고 위로 구부려 공중 배선했다.




3. 응용
그림 31은 트랜지스터의 IE-VBE 특성을 계측할 때의 접속 방법이다. 전류 입력 앰프로 이미터 전류를 검출한다. 전류 입력 앰프의 입력 임피던스가 매우 작으므로 VIN은 거의 0V로 간주할 수 있으며 인가한 V1의 값을 그대로 VBE 값으로 계측 할 수 있으므로 측정이 편리하다.
예를 들면, IE가 10mA일 때 귀환 저항 100Ω을 선택하면 출력 전압은 1V로 된다. OP 앰프의 오픈 루프 게인은 데이터시트 값에서 200,000배 하면 VIN＝1V÷200,000＝5㎶로 되어 VBE 값보다 훨씬 작으므로 계산에 넣는 것을 생략할 수 있다.

출력이 불안정한 발전 디바이스와의 싸움 100엔짜리 전자계산기를 태양전지 사양으로 개조한다 100엔숍에는 다양한 전자계산기가 진열되어 있다. 그 중에는 솔라 타입도 많은 비율을 차지하고 있다. 그러나 필자가 찾아본 바로는 MR과 MC 키가 독립되어 있는 타입에 솔라 타입이 없었다. 태양전지 자체라면 아키하바라에서 구할 수 있어 독립 MR·MC 전자계산기를 솔라화 했다. 솔라화 과정은 그림A와 같다. 1. 개조시작 우선, 부속된 알칼리 전지로 동작한다는 것을 확인한 후[그림A(a)] 빈 공간에 딱 맞게 수납할 수 있는 적당한 태양전지를 연결해 보면 표시가 나타났다. 이 태양전지는 5소자 직렬이므로 일반적인 전자계산기에 사용되고 있는 4소자 제품보다 출력 전압이 높고 면적도 크므로 부족함이 없다고 판단했다. 2. 표시가 안정되지 않는다 그러나 어쩐지 계산하는 수치에 따라 표시가 안정되지 않는다. 알칼리 전지 사양의 전자계산기에는 전지와 병렬로 달려 있어야 할 모든 바이패스 콘덴서가 달려 있지 않았다. 즉 전지 자체의 임피던스로 안정 동작하고 있는 것이었다. 태양전지는 알칼리 전지보다 임피던스가 높기 때문에 부하 전류의 변동에 의해 오동작 했던 것 같다. 대책은 간단하다. 6.8㎌의 바이패스 콘덴서를 전지와 병렬로 달았더니[그림A(c)] 안정적으로 동작하게 되었다. 3. 너무 밝아도 좋지 않다 이상은 실내100lux 정도의 조도에서 동작한 것이다. 그 후 한동안 사용하자 완전하게 오동작하여 숫자가 표시되지 않는 일이 일어났다. 이것은 밝은 장소에서 발생했다. 즉, 태양전지의 전압이 너무 올라가면 IC의 허용값을 넘어서 버리는 것 같았다. 직사일광은 10만lux에 달하므로 큰 태양전지의 경우 일정한 한계가 필요하다는 얘기다. 과유불급이다. 이에 대한 대책으로 전지와 병렬로 하여 적색 LED를 제너 다이오드 대신 접속했다[그림A(d)]. 이렇게 해서 강한 빛이 닿아도 오동작하지 않게 되어 그 후에도 이 전자계산기를 사용하고 있다.

즉석 회로 ⒕ : MHz로 변화하는 교류 전류를 전압으로 변환할 수 있는 고속 프리앰프

고속 OP 앰프 LT1363을 사용하여 포토다이오드의 출력 전류를 확실하게 전압으로 변환하는 광복조 앰프를 만들수 있다.
빛의 강도를 변조하여 광섬유로 전송했을 경우에는 광센서의 고속 포토다이오드의 출력으로 되는 전류도 주파수가 높아지게 된다.
그러나 앞서 소개한 와이드 레인지 전류 입력 프리앰프(즉 석 회로 ⒕ : 입력 레인지가 수십n∼수십mA인 전류-전압 변환 프리앰프)는 별로 고속으로 응답할 수 없다. 그래서 그러한 때 사용할 수 있는 고속 전류 입력 프리앰프도 준비했다.





1. 회로
그림 32는 고속 전류 입력 프리앰프의 회로도를, 사진 22는 외관을 나타낸 것이다. 사용한 OP 앰프(LT1363)는 GBW70 MHz, 스루레이트 1kV/㎲, 입력 변환 잡음 전압 비교적 저잡음이다.
전류 입력 앰프의 귀환 저항값은 클수록 입력 환산 잡음이 작은 전류 입력 앰프로 된다. 그러나 고역 차단 주파수가 높아지면 귀환 저항과 OP 앰프의 입력 용량으로 인해 위상 지연이 발생하고 귀환 저항이 크면 발진하여 불안정해진다. 여기서는 1kΩ으로 하여 위상 보상인 5pF을 병렬로 접속했다.
그림 33은 실제 측정한 입력 임피던스 특성이다. 7MHz 부근이 약간 상승한 것은 계측에 사용한 케이블의 부유 용량 이 영향을 주었기 때문이다. LT1363의 오픈 루프 게인은 데 이터시트에서 약 9,000배이다. 귀환 저항이 1kΩ이므로 계산 하면 1kΩ÷9,000≒0.111Ω으로 되어 실측값(그림 33)과 일치 한다.




2. 사용 예
그림 34는 전류 입력 앰프를 사용하여 마이크로 인덕터의 자기공진 주파수를 계측하기 위한 블록도이다. 마이크로 인덕터는 자신의 부유 용량과 병렬 공진하고 이 병렬 공진 주파수를 자기공진 주파수라고 한다.
부유 용량값은 10pF 이하의 작은 값이다. 따라서 코일 양단 전압을 계측하려면 케이블이나 계측기의 입력 용량이 영향을 주게 된다.
그림 34와 같은 방법에서는 코일 양단에 케이블이 접속되어 있지 않으므로 자기공진 주파수를 정확하게 계측할 수 있다. 코일이 자기공진하는 주파수에서는 임피던스가 피크로 되고 전류는 최소로 된다. 따라서 발진기 주파수를 가변하여 전류 출력 앰프의 출력 전압이 최소로 되는 주파수가 자기공진 주파수로 된다.
그림 34의 Rin은 발진 방지용 저항이다. 발진해버린 경우 피 계측 임피던스보다 충분히 낮은 저항값(수백Ω)을 삽입한다.
다이요전기의 LHL10TB102J, 1mH의 마이크로 인덕터에 10VP-P의 정현파를 인가하여 계측했더니 1.85MHz에서 출력이 최소로 됐고 출력 전압이 55mVP-P였다. 따라서 부유 용량 CS는 다음과 같이 구할 수 있다.


마이크로 인덕터로의 입력 전류 Iin은 다음과 같다.
Iin ＝ 55mVP-P ÷ 1kΩ＝ 55㎂P-P
자기공진 시의 임피던스 Zres는 다음과 같다.
Zres ＝ 10VP-P ÷ 55㎂P-P ≒ 182kΩ
공진 주파수가 1.85MHz일 때 1mH의 임피던스는 다음과 같다.
2πf0L ≒ 11.6kΩ
이와 같은 값에서 자기공진하고 있을 때의 Q는 다음과 같은 계산으로 구할 수 있다.


이 계측에서는 전류 입력 앰프의 출력 전압이 작고 잡음이 중첩되어 있다.
그림 34의 결선으로 CH2에서 트리거를 걸고 DSO의 평균 기능을 사용하면 잡음이 제거되어 비교적 정확한 값을 판독할 수 있다.


本記事는 日本CQ出版社가 發行하는「トランジスタ技術」誌와의 著作權協定에 依據하여 提供받은 資料입니다.

출처: http://www.hellot.co.kr/new_hellot/search/search_magazine_read.html?code=103&sub=001&idx=9710