50개의 즉석 서바이벌 회로 II - 최적의 전원이 필요하다

50개의 즉석 서바이벌 회로 II - 최적의 전원이 필요하다

 

어떤 회로도 동작시킬 수 있다!?

최적의 전원이 필요하다 즉석 회로

 

 

즉석회로(27) : 노이즈가 많은 스위칭 AC 어댑터와 함께 사용할 수 있는 저잡음 전원

 

24V 입력, 12V/100mA 출력, 잡음 전압 0.32mVP-P, 아날로그 회로에도 사용할 수 있다.

OP 앰프가 사용된 아날로그 신호 처리 회로의 실험용으로 잡음이 작은 ±12V 전원이 갖고 싶을 때가 있다. 저잡음을 실현하는 방법으로, 상용 주파수의 트랜스를 사용하여 정류·평활하고 3단자 레귤레이터로 ±12V 또는 ±15V를 만드는 방법에 대해 생각할 수 있다. 그러나 AC 입력 부분에 퓨즈와 전원스위치, 노이즈 필터가 필요하거나 트랜스 출력에 정류·평활회로가 필요한 것을 생각하면 번거롭다.

여기서는 DC24V 출력의 스위칭 AC 어댑터를 사용할 수 있는 간단한 저잡음 ±12V 전원을 소개한다.

 

1. 회로

 

 

그림 1은 노이즈가 많은 스위칭형 AC 어댑터를 입력원으로 해도 저잡음 직류 전압을 얻을 수 있는 ±12V 전원 회로이다. DC24V 스위칭 AC 어댑터 출력에 스파이크 노이즈 제거용 코먼 모드 필터, 저손실 리플 필터와 GND(0V) 전위 발생용 회로(레일 스플리터)를 넣었다. 신호처리 용도에서는 큰 전류가 별로 필요 없으므로 여기서는 출력 전류로 최대 100mA를 상정했다.

스위칭 AC 어댑터는 고효율이며 출력 전압 정밀도는 ±5% 이내로 뛰어나지만 스파이크 노이즈와 리플 노이즈가 커서 아날로그 회로에는 사용하기 어렵다.

 

2. 스위칭 AC 어댑터가 출력하는 노이즈를 제거하는 방법

 

(1) 스파이크 노이즈 제거

스파이크 노이즈는 스위칭 AC 어댑터에서 코먼 모드로 진입한다. 스위칭 리플 노이즈는 노멀 모드에서 진입한다. 고주파의 스파이크 노이즈와 스위칭 리플 노이즈를 제거하려면 코먼 모드 필터와 노멀 모드 필터가 필요하다.

코먼 모드 필터에 AC 전원용 코먼 모드 초크 코일을 사용하면 외장 노멀 모드 초크 코일이 필요 없게 된다. 그 이유는,AC 전원용 코먼 모드 초크 코일의 경우 두 권선 사이의 내전압이 AC3kV나 있어 긴 절연 거리가 잡혀 있기 때문이다. 누설 인덕턴스가 수십μH나 있고 이것이 노멀 모드 필터용 노멀모드 초크 코일로 된다.

 

(2) 전원의 리플 노이즈 제거

50/60Hz 전원에서 나오는 저주파 리플 노이즈는 Tr1과 IC1a, 주변 부품으로 제거한다. 회로 구성은 LDO(저전압 강하)형 레귤레이터와 같지만, 다른 점은 기준 전압의 경우 입력 전압을 분압하여 C4로 저주파 리플 노이즈를 제거해서 얻는다는 것이다. 즉 기준 전압은 충분히 낮은 노이즈가 됐지만 전압값은 입력 전압에 의해 변동하며 LDO형 레귤레이터와 같이 일정하지 않다.

R4에서 Tr1의 전압 강하(입력 전압 Vin－출력 전압 Vout)를 정한다. 여기서는 24V 입력 시 Tr1의 전압 강하를 0.37V로 설정했다. 이 전압 강하는 Tr1의 온 전압 60mV(컬렉터 전류100mA일 때)와 리플 노이즈(사양에서는 150mV)의 합보다 여유를 두고 크게 설정해야 한다.

 

3. 0V 전위를 발생시키는 회로 레일 스플리터

 

IC1b와 Tr2, Tr3, 주변 부품으로 GND(0V) 전위 발생용 레일스플리터를 구성했다. 리플 필터 출력을 절반으로 분압하여 ±12V 전원의 중점인 GND(0V) 전위를 발생시켰다. 부하가 균형잡혀 있고 ＋12V 측과 －12V 측에서 동일하면 GND 전류는 흐르지 않지만 불균형할 때를 위해 GND 전류가 ±100mA 정도 흐르도록 설계한다.

다이오드 D2∼D4는 전원 보호용으로 100∼200V를, 1A 정도의 일반 정류용일 경우에는 어떤 것이든 사용할 수 있다. 코먼 모드 초크 코일 L1은 10mH, 0.7A의 AC 전원용이며 코일-코일간 내전압이 AC3kV이다.

 

4. 실력

 

(1) 출력 성능 다음은 스위칭 AC 어댑터에 DC24V, 0.5A 출력의‘GF12-US2405(아키즈키전자통상)’를 사용하여 출력 전류를 ±100mA로 했을 때의 성능이다.

• 입력 전압 : 24.98V (25.04V) • ＋ 출력 전압 : ＋12.22V (＋12.32V)

• － 출력 전압 : －12.22V (－12.32V)

• 입출력 전위차 : 0.54V (0.40V) 주 : ( ) 안은 무부하일 때

 

(2) 잡음 성능

 

 

출력 전류를 ±100mA로 했을 때의 잡음 파형은 그림 2와같다. 입력 잡음은 카탈로그값 150mVp-p보다 크게 하여 약 3Vp-p나 되지만, 출력에서는 ± 양쪽 출력에서 0.32mVp-p로 대폭 감쇠됐다. 입력 잡음이 카탈로그값보다 커지는 것은 본 래 어댑터 출력으로 측정해야 하는 것을 코먼 모드 초크 코일의 부하 측 중점에서 측정했기 때문일 것이다. 그러나 출력 잡음은 매우 작아져 아날로그 신호 처리 회로 실험에 충분히 사용할 수 있다. 또한 저잡음이 필요하다면 나중에 이 회로의 출력에 리플 필터를 설치하는 등 대책을 세운다.

 

5. 마무리

 

이 회로는 주변에 있는 부품으로 간단하게 제작할 수 있다 는 것에 중점을 두고 과전류 보호나 표시 기능을 추가하지 않았다.

이 회로를 더 범용화하기 위해 이 회로에 내장하지 않은 단락이나 과전류 보호를 실행할 경우에는 어댑터가 내장된 과전류 보호를 사용하여 Tr1∼Tr3를 과전류에 견딜 수 있도록 컬렉터 손실이 큰 것으로 변경해야 한다. 예를 들어 같은 도시바제품이라면 온 전압이 작고 컬렉터 손실이 큰 2SA1452A/2SC 3710A 등에 히트싱크를 달아 사용한다. 이 경우에도 스위칭 AC 어댑터의 최대 출력 전류를 0.25A나 0.5A 정도로 억제하지 않으면 필요한 컬렉터 손실이나 히트 싱크가 매우 커지게 된다. 또한, ＋ 출력과 － 출력에 LED를 각각 설치하여 정상일 때 점등시키면 한쪽 단락도 알 수 있다. 

 

즉석 회로 (28) : 어디서나 구할 수 있는 타이머 IC555로 만든 고효율 정전류 드라이버

 

LED 점등에 최적이며, 승압용과 강압용의 2가지 타입이 있다. 여기서는 구하기 쉬운 대표적인 타이머 IC555를 응용하여 정전류 출력의 DC-DC 컨버터(비절연)를 만드는 방법에 대해 소개한다.

전용 IC를 이용하면 외장 부품 수가 적어지지만 구하기 어렵거나 바로 생산이 중지되는 경우가 있다. 범용 IC인 555라면 저렴하게 구할 수 있고 생산하는 곳도 풍부하므로 당분간은 없어지지 않을 것이다.

출력 전력은 외장 트랜지스터에 따라 정한다. 그림 3과 같이 1석 트랜지스터인 경우, 555의 드라이브 능력에 따라 10W급까지가 타당하다. 단, 전원전압이나 555가 바이폴러인가 CMOS인가에 따라서도 다르다.

달링턴이나 MOSFET을 사용하면 더 큰 출력을 얻을 수 있지만 간이 안정화 전원이므로 대전력 용도에는 적합하지 않다. 서브 전원이나 LED 드라이버 등이 가장 좋다. 

 

1. 회로

 

 

 (1) 강압 컨버터 그림 3은 강압 컨버터 회로를 사진 1은 그 외관을 나타낸 것이다. 출력 전압은 555 공급 전압에서 15V 이하 정도로 된다.

기본 동작은 단안정 멀티 바이브레이터로 OFF시간이 일정한 PFM(펄스 주파수 변조) 제어이다. 정전류 제어를 예로 들어 동작을 설명한다. 또한 정전압 제어에서도 원리는 같다. VCC를 가한 직후 IC1의 출력 V3은“H”이며, Tr1은 OFF되어 있다. CR의 시정수로 Vc가 상승해 2/3Vcc에 달하면 V3은“L”로 반전되고 Tr1은 ON된다. 동시에 C는 IC 내부의 스위치에 의해 방전된다. Tr1이 ON인 동안 L1의 전류는 증가한다. Rs의 검출 전압이 약 0.6V에 달하면 Tr2가 ON되고 세트 트리거가 입력되어 처음 상태로 돌아간다.

이것을 반복하여 스위칭 동작을 실행한다. L1 값이 충분히 크면 전류 IL의 리플분은 작아지고 출력 전류는 다음과 같이 일정한 값으로 유지된다.

Iout＝ILAVE≒VBE(on)/Rs≒0.6/Rs

이 제어는 OFF 시간이 일정하므로 출력 전압이 높아질수록 주파수가 낮아진다(Vout/VCC≒ton/ton＋toff).

그림 3에 나타난 회로의 경우 정전류 특성이 VBE에 의존하므로 주위 온도의 영향을 약간 받는다(－0.3%/℃ 정도). LED드라이버 용도 등에서는 오히려 온도 보정이 작동하기 좋다.

 

 

그림 4는 정전압 제어의 예이다. 이 경우 부하가 가벼우며 임계 전류 이하로 되면 주파수가 높아진다. Vout/VCC와 주파수의 관계는 정전류 제어의 경우와 같다.

 

(2) 승압 컨버터

 

 

그림 5에 555를 사용한 승압 컨버터 회로를 나타낸다. 강압 컨버터일 때와 달리 실질적으로 출력 전압에 제한은 없지만 기본 원리 상 전원전압 10배 정도가 한계이다.

이 회로에서 555는 무안정(자주) 발진 동작을 한다. 강압형과 마찬가지로 정전류 제어를 예로 들어 설명한다.

555의 컨트롤(5번) 전압 V5를 바꾸면 ON/OFF의 듀티비를 바꿀 수 있다. V5 레벨을 낮출수록 온 듀티가 작아진다. 출력전류 Iout을 Rs로 검출하고 Tr2를 거쳐 555의 컨트롤 단자에 피드백시키면 Iout이 정전류 제어된다. 실제로는 입출력 조건 등에 따라 다소 다른 제어 동작을 실행한다.

Tr1이 ON일 때 L1의 축적 에너지가 부하 전력에 대해 충분히 클 경우, Tr1이 OFF일 때 Iout Rs가 VBE(on) 레벨을 확실하게 넘으며 Tr2는 완전히 ON(포화)된다. 이렇게 하면 555에 세트트리거가 입력되지 않은 상태(VC ＞ 1/2V5)로 되어 Tr1은 OFF를 유지한다.

L1의 축적 에너지가 방출되어 Iout RS ＜ VBE(on)로 되면 Tr2는 OFF되고 555는 트리거되어 Tr1이 ON된다. L1의 축적 에너지가 비교적 작을 경우에는 Tr1이 OFF일 때 Tr2을 완전히 ON시키지 말고 V5 레벨을 적당히 낮춰 듀티비를 컨트롤한다. Tr2의 포화/리니어의 경우 명확하게 변환되지는 않으며, 출력 전압이 정전류 Iout RS≒VBE(on)≒0.6V로 되도록 컨트롤된다 

 

즉석 회로 (29) : 300V 입력 대응! 출력 전압이 입력 전압과 연동하는 분압 레귤레이터

 

여기서는 2분압형, 분압비 가변형, 일정 전압차 강압형의 3가지 타입을 소개한다. 배전압 정류나 브리지 정류의 센터 전압 등, 딱 절반의 전압을 이용하는 회로가 있다. 여기에 1차 전압의 변동을 가해 동작을 확인할 경우 2개의 정전압 전원을 준비하는 것이 이상적이다.

그러나 이것이 300V, 150V와 같은 고전압일 경우 전원 두대는 너무 많다. 더욱이 한쪽은 절반의 전압으로 정해져 있는데도 두 대를 모두 설정해야 하므로 번거롭기도 하여 실수의 원인이 된다. 그렇다고 해서 저항으로 분할할 경우 부하 전류의 변동으로 전압도 크게 변하거나 변하지 않도록 저항값을 낮추면 발열이 증가하여 주전원 부하도 쓸데없이 증가하게 된다.

 

1. 회로

 

(1) 동작

 

 

그림 6과 같이 레귤레이터를 사용하면 입력 0∼300V가 약 절반인 0∼150V로 변환된다. 내려간 전압만큼 MOSFET이 발열되므로 나름의 방열은 필요하다. 또한, 전류 제한 R3은 잘못해서 부하를 쇼트한 경우의 순간적인 파괴를 방지하기 위한 것으로, 쇼트나 과전류가 장시간 지속되는 용도에 사용하려면 주전원의 리미트 설정으로 대응해야 한다.

전류 제한값은 RS, 제너 다이오드, MOSFET의 특성에 따라 결정되므로 온도 등에 의해 변동한다. 그림 6의 경우 약 27mA가 되었다. 발열량은 부하에 따라 다르므로 그때그때 필요에 따라 방열기를 교환하여 사용한다. 표 1은 입력 전압과 부하전류에 대한 출력 전압의 실제 측정 데이터이다.

 

 

(2) 응용

 

 

원리는 소스 폴로어이므로 배리에이션이 만들어진다. 그림7은 절반이 아니라 임의의 비율로 설정할 수 있는 것이다. 설정 범위는 R1과 R2로 제한하며 R3에 따라 전류 제한값을 결정한다.

또한, 일반적인 레귤레이터로서 일반 전압을 출력하거나 입력보다 일정 전압만큼 낮아지도록 하는 정차 레귤레이터 등도 생각할 수 있다.

 

 

그림 8은 출력이나 전압차를 고정(제너 다이오드에 의해 정해진다)한 경우의 회로 예이다. 

 

즉석 회로 (30) : 잡지의 부록 기판으로 만드는 실험용 가변 교류 전원

 

여기서는 오디오용 고효율 파워 앰프 기판을 개조한다. 실험용 가변 교류 전원으로 일반적인 것은 슬라이드 트랜스이다. 심플하므로 백열전구 조광이나 히터의 온도조절 등 AC100V 라인의 전압 조정에 편리하다. 단, 그 상태로 사용하는 데에는 다음과 같은 문제점이 있다.

• AC 라인과 출력(1차와 2차)이 비절연이므로 위험하다

• 정전압 기능이 없어 정밀한 회로 평가에는 부적합하다

• 과부하 시의 보호 회로가 없다

• 노이즈나 왜곡 대책이 없다

• 낮은 전압에서의 출력 전압이 작다

• 오픈에 가까운 구조인 것이 많아 위험하다

• 원형으로 되어 있어 선반에 수납하기 어렵다

 

 

또한, 라인과 다른 주파수에서 출력할 수도 없다. AC 앰프와 발진기를 준비하면 이러한 용도에도 대처할 수 있다. 그림9에 접속한 모습을 나타낸다. 기존 제품에서는 바이폴러 앰프라는 것이 있어 실험용 AC 전원에도 사용된다.

 

1. 회로

 

전력을 욕심내지 않으면 이야기는 간단하다. DC 안정화 전원은 기준 전압을 필요한 전압으로 증폭하여 출력하는 DC 앰프이다. 마찬가지로 AC 안정화 전원도 AC 기준 전압을 피드백이 걸린 앰프로 증폭해서 출력하면 된다.

AC 앰프의 경우 오디오 앰프 완성품을 유용할 수도 있겠지만, 연속 풀파워를 상정하지 않는 경우도 있다. 왜곡이나 주파수 특성이 다소 나쁘더라도 조잡한 사용에 견딜 수 있는 것이 좋다.

여기서는 일본『트랜지스터기술』지 2008년 3월호 부록인 D급 앰프 기판을 유용했다. 여기서 사용된 IRS2092는 오디오용으로 세심한 주의를 기울여 개발한 것이므로 아깝다는 느낌도 있지만, 파워 트랜지스터를 외장해 설계 자유도가 높고 기능적으로도 심플하기 때문에 어쩐지 대응할 수 있을것 같다.

 

(1) 동작

부록 기판을 보면 풀 파워에 필요한 전원 용량은 8Ω 부하일 때 ±15V/2A 이상이라는 설명이 있다. 부록 기판 그대로의 회로에서는 전원전압이 ±20V를 넘어설 경우 IC를 파손할 우려가 있으므로, 부록의 해설에 나와 있는 것과 같이 레귤레이터 IC로 VCC 단자-VCOM 단자(-B) 사이를 12V로 고정했다 (그림 10).

 

 

출력 필터 인덕터에서의 회생 전력이 전원에 역류하여 전원 전압을 상승시키는 현상이 있다. 펌프업이라는 현상인데 이번 실험에서도 발생했다. 전원은 시리즈 패스형 리니어 레귤레이터로 출력 감시용 미터가 장착됐지만 안정화되어 있음에도 불구하고 전압이 상승했다. 전압 상승은 수V에서 멈추지만 전원을 파괴할 우려도 있다. 여기서는 단순히 다이오드를 넣어 전 원으로 역류하는 것을 방지하기로 했다. 브리지일 필요는 없으므로 다이오드를 플러스, 마이너스 1개씩 사용했다.

 

(2) 신호원은 무료 소프트웨어로 생성할 수 있다

기준 전압원에 해당하는 발진기에는 PC의 사운드 출력 기능을 사용한다. UA-25(EDIROL)와 무료 소프트웨어는 efu의 WaveSpectra를 사용했다. 사운드 기능은 PC 내에서 공통적이므로 경고음 등이 발생하면 출력된다는 데 주의해야 한다. ‘사운드 없음’으로 설정해 둔다. 또한, 오동작으로 과대 레벨을 출력할 위험성도 높기 때문에 PC 상에서 볼륨을 최대로 했을 때에도 문제없는 레벨로 억제되도록 하드웨어로 설정하는 등 연구가 필요하다.

 

 

PC를 사용하고 싶지 않은 경우도 있으므로, 그림 11과 같은 50Hz의 정현파 발진기도 만들었다. 윈브리지형 발진기이다. 핵심 기술인 진폭 제한에는 제너 다이오드를 사용했다. 변형률은 좋지 않지만 과도적인 진폭의 오버슈트나 링잉 없이 확실하게 발진한다. 네거티브 피드백 설정과 출력 레벨 설정은 트리머를 별도로 설치했다.

부록 기판 단독으로는 최대 출력 전압이 전원전압으로 제한 된다. AC100V를 출력할 경우에는 트랜스로 스텝업한다. 1차 100V, 2차 10V 전후 전원 트랜스의 1차와 2차를 반대로 하여 사용한다. 이 경우 권선비에 따라 승압되므로 출력이 트랜스의 원래 공칭 1차 전압을 넘어서지 않도록 한다.

실험할 경우에는 안전에 충분한 주의를 기울여야 한다. 전원을 단전원으로 하면 순수한 정현파 출력인 DC-AC 인버터 로 발전시킬 수 있다. 

 

즉석 회로 (31) : AC100V로 10∼20W의 조명용 LED를 직접 점등하는 회로

 

LED와 몇 개의 부품으로 만들며 깜박임도 적다. 가정용 LED 조명은 4∼9W의 전구형이 주류이지만 그 용도는 현관,화장실 등 일부에 한정된다. 최근 1W(80lm/W 이상)급 조명용 LED 소자를 비교적 저렴하게 구입할 수 있게 됐으므로 상용전원에서 간단하고 실용적으로 점등시킬 수 있는 회로를 만들어 보았다(10∼20W급).

시판되고 있는 전구형 LED 드라이버(전자 밸러스트)에는 일반적인 전용 제어 IC를 포함해 수십 개의 부품이 사용되지만, 이 회로는 몇 개의 부품으로 실현할 수 있다. 스위칭 방식이 아니므로 고주파 노이즈도 발생하지 않는다.

 

1. 회로

 

(1) 형광등용 안정기를 사용한다

그림 12는 회로를 나타낸 것이다. 형광 램프의 정상 방전 전압과 같은 VF로 되도록 LED 소자를 시리즈 접속한다. 전류 제한용 임피던스(리액터)로서 형광등용 안정기(인덕터)를 이용하여 전파 정류한다.

10W형의 경우 IF의 피크값이 0.4A 정도이므로 평활 콘덴서를 삽입하지 않아도 지장없다. IF는 2×상용 주파수에서 변동하지만 완전한 휴지 기간이 없으므로 플리커(깜빡임)는 거의 느껴지지 않는다.

또한, 시리즈에 L(＋R : 권선 저항분)이 삽입되기 때문에 전원 투입 시에도 큰 돌입 전류는 흐르지 않는다(0.6Apeak, 1사이클 정도).

한편, 15W형 이상인 경우 정상의 피크 전류가 LED의 정격을 넘으므로 평활 콘덴서는 필요하다. 형광등 기구를 개조해서 LED 조명으로 만드는 것도 가능하다.

 

(2) 필름 콘덴서를 사용하여 소형화

 

 

그림 13은 회로를, 사진 2는 외관을 나타낸 것이다. 그림 12의 전류 제한 리액터에 인덕터를 사용하는 방식보다 소형 및 경량화할 수 있다. 필름 콘덴서는 비용 면에서 의외로 비싸기 때문에 그림 12에 대해 우위를 차지한다고는 할 수 없다. 이 방식은 비교적 소전력 LED 점등 회로나 상용 라인 비절연형컨버터 등에 많이 사용된다.

전원 투입 시에는 큰 돌입 전류가 흐르므로 제한 저항 및 평활 콘덴서가 필요하다. 투입 시의 시리즈 콘덴서 CS의 충방전 전하를 평활 콘덴서 Cout으로 흡수시키고 LED에 돌입 전류가 흐르는 것을 방지한다(Cout이 없을 경우 LED의 서지 전류 내량을 넘지 않도록 하려면 제한 저항값 RS를 크게 해야 하므로 정상 손실이 막대해 진다). 또한, 인덕터와 달리 전류의 휴지 기간(LED의 VF에 의한다) 이 발생하기 때문에 평활 콘덴서가 없으면 플리커(깜빡임)가 생기게 된다.

 

(2) IF의 전류 변동을 억제한다

 

 

그림 14는 전원전압에 의한 전류 IF의 변동을 안정화시키는 회로이다. 션트 Tr1에 흘리는 전류 IC는 최저 전원전압일 경우 거의 제로가 되도록 설정한다. IC의 분량이 손실로 되어 전체효율을 떨어뜨리기 때문이다.

일반 백열전구나 형광등 기구에서도 전원전압에 의한 전류(광량) 변동이 있으므로 지금까지 의심할 필요가 없었는지 모른다. 

 

즉석 회로 (32) : 전원 투입 시와 차단 시 순서대로 상승하는 2출력 전원 회로

 

OP 앰프와 범용 트랜지스터로 만들 수 있다. 잡음에도 강하다.

 

1. 예를 들면 MMIC용 전원에 사용할 수 있다

 

IC에는 게이트 바이어스 전원과 드레인 전원 투입 순서가 규정되어 있는 것이 있다. 예를 들면, 원칩화된 마이크로파용 IC인 MMIC(Monolithic Microwave Integrated Circuit)가 있다.

MMIC 내부의 디플리션형 MOSFET의 게이트 바이어스가 규정 전압에 도달하기 전에 드레인 전원이 투입되면 과대 전류가 흐르므로 게이트 바이어스 전원보다 드레인 전원을 나중에 투입한다. 끊을 때에는 드레인을 먼저 끊어야 한다.

 

 

그림 15는 MMIC 내 MOSFET의 특성을 나타낸 것으로, 전형적인 디플리션형 MOSFET의 특성이다. 가로축은 －5.2V의 바이어스용 전원전압이다. 바이어스용 전원전압이 낮으면 (0V에 가까우면) 과대한 드레인 전류가 흐른다. 전원 투입 시와 절단 시 과대 드레인 전류가 흐를 것으로 생각되므로 시퀀스 전원으로 대책을 세운다.

 

 

그림 16(a)은 시퀀스 전원을 사용하지 않았을 때를 나타낸 것이다. 바이어스 전원이 충분히 상승하지 않은 동안 드레인 전원이 상승하므로 과대한 드레인 전류가 보인다.

그림 16(b)은 시퀀스 동작 전원을 사용했을 때이다. MMIC에 공급되는 전원(8V)을 제어하여 바이어스가 불충분한 동안에는 8V 전원을 OFF함으로써 과대 드레인 전류를 방지한다.

 

2. 회로

 

 

회로는 그림 17과 같다. 전원 투입 제어는 단순한데, 바이어스 전압을 감시하여 소정의 범위에 없을 때에는 드레인 전원이 OFF되도록 제어하면 된다. 그러나 전원을 투입하거나 끊을 때에는 각 전원 자체가 어중간한 전압을 내고 있으므로 전원전압 의존성이 적은 회로로 해야 한다.

 

(1) 기본 구성

우선 바이어스용 전원 －5.2V가 있다. 이 전원을 사용하여 약 －1V의 바이어스 전압을 만들었다. 이것은 단순한 저항 분압이므로 원래의 전원 －5.2V와 MMIC의 바이어스 전압은 비례한다. 바이어스 전압을 직접 감시하는 대신 －5.2V가 확실하게 상승했는지 감시한다.

드레인 전압의 기본은 12V 전원이며 이 시퀀스 전원에서 약10V를 출력하고 그 다음에 3단자 레귤레이터로 소정의 8V를 얻도록 했다.

바이어스용 －5.2V의 허용 범위를 결정하고 그 전압에 도달하지 않을 경우 10V 전원을 OFF한다. 여기서는 약 －4.9V∼－5.2V를 정상 범위로 한다.

졍션 FET(이하, JFET)로 정전류를 만들어 R6과 VR1에 흘린다. 그 전압 강하에 의해 Ⓐ점의 전압이 0V 부근으로 옮겨간다. 저항에 정전류를 흘림으로써 제너 다이오드와 같이 기능하도록 한다. 저항값을 변화시키면 가변 전압 제너 다이오드와 같이 사용할 수 있다.

OP 앰프 AD820의 경우 단전원으로 사용해도 입력 전압이 －0.2V까지 동작하므로 0V를 임계값으로 한 비교 회로를 형성할 수 있다. 또한, 입력 전압이 전원전압보다 훨씬 마이너스여도 파괴되지 않으며 비정상적인 입력 전류도 흐르지 않는다.

 

(2) 전원에 노이즈가 실려 있어도 확실하게 ON/OFF하도록 OP 앰프에 약간의 주술을 건다

－5.2V 전원의 변동이나 실려 있는 노이즈 등의 영향으로 인해 임계값을 밑돌면 전원이 빈번하게 ON/OFF되어 상태가 나빠진다. 이것을 방지하기 위해 정귀환을 걸어 히스테리시스를 부여했다. 이 정귀환 덕분에 OP 앰프를 사용하여 콤퍼레이터 동작시켜도 고속으로 되며 결과적으로 OP 앰프의 출력이 아날로그적으로 중간값에서 멈추지 않게 된다“( H”나“L”중 하나로 안정된다).

히스테리시스는 R7과 R8에서 OP 앰프 출력을 약 1/40로 하고 비반전 입력에 귀환함으로써 만든다.

 

 

OP 앰프의 출력은 거의 12Vp-p의 진폭을 가지므로 히스테리시스는 12V/40＝0.3V가 된다. 이것은 OP 앰프의 입력 A점에서 그림 18의 위쪽과 같이 역치가 0V와 0.3V로 전환된다는 것을 의미한다.

Ⓐ점과 －5.2V 전원 사이는 전압 시프트에 의한 일정 전압차가 유지되므로 그림 18의 아래쪽 그림과 같이 5.2V의 시프트에 의해 역치가 －5.2V와 －4.9V로 된다.

 

(3) 전원전압 의존성을 낮추는 연구(OP 앰프부)

12V 전원이 상승하는 도중에 전압이 낮아도 바르게 －5.2V를 감시할 수 있도록 하려면 우선 OP 앰프가 낮은 전압에서도 동작해야 하며 또한 전압 시프트 부분이 확실하게 동작해야 한다.

여기서 사용한 OP 앰프 AD820은 데이터시트에 전원전압 5V 이상에서 사용하도록 기록돼 있지만 전원전압과 소비전류 그래프를 보면 3V 이상에서도 일정하게 움직인다(어디까지나 보증 범위의 실력값).

 

(4) 전원전압 의존성을 낮추는 연구(정전류부)

정전류원으로 사용한 2SK30ATM은 Y랭크이며, 소스 저항 2.2kΩ일 경우 JFET의 편차에 의해 드레인 전류가 약 0.3mA에서 0.6mA 정도의 범위로 된다. 이 값은 드레인 전류의 온도계수가 0에 가까워지도록 선택된다.

어디까지 낮은 전압에서 동작하는지 살펴보자. 우선 2SK30ATM 자체는 VDS가 1.2V 정도라도 드레인 전류의 정전류성이 확보된다. 그리고 소스 저항 R3에는 최대 2.2kΩ×0.6mA＝1.32V가 가해지므로 양쪽에서 1.2＋1.32＝2.52V부터 정전류원으로 동작한다는 것을 알 수 있다. 이미 갖고 있었기 때문에 JFET를 사용했지만, 정전류 다이오드로 대체할 수 도 있다 

 

리플 전류 증가와 코어 포화에 신경 쓰면서 스위칭 주파수를 낮춰 본다

아주 약간 트랜지스터의 온도 정격 이하로 되었는데…

 

스위칭 전원의 스위칭 트랜지스터 온도가 약간 넘어서는 경우가 있다.

 

1. 스위칭주파수를낮춰본다

트랜지스터 온도 상승의 주요 원인으로 스위칭 손실과 온 손실이 있다. 스위칭 손실은 트랜지스터가 ON/OFF될 때에 발생하는 것으로 스위칭 주파수에 의존한다.

그래서 스위칭 주파수를 낮추면 손실도 줄일 수 있다. 간단한 손실 계산은 식(A)로 구할수있다.

 

 

단, VDS는 트랜지스터에 가한 전압(ON일 때와 OFF일 때는 같은 으로 한다)[V], ID는 트랜지스터를 흐르는 전류(강압 컨버터인 경 우 부하전류, 승압 컨버터인 경우 입력 전류)[A], ton과 toff는 트랜지스터가ON과 OFF일때의스위칭시간[s], Ts는스위칭주기[s]이다.

 

2. 스위칭 주파수의 하한을 결정하는 것

포워드 컨버터 등과 같이 트랜스를 사용한 회로에서 스위칭 주파수를 낮추면 트랜스 자속밀도가 상승하여 포화되기 쉬워진다.

트랜스의 자속이 포화되면 과전류가 흘러서 트랜지스터를 파괴한다. 트랜스를 사용하지 않는 강압 컨버터나 승압 컨버터에서 스위칭 주파수를 낮출 경우 초크 코일을 흐르는 리플 전류가 증가하게 된다. 

 

 

출처: http://www.hellot.co.kr/new_hellot/search/search_magazine_read.html?code=103&sub=001&idx=9853