[전원 회로 설계 Q & A] AC-DC 컨버터 설계의 상식

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[전원 회로 설계 Q & A] AC-DC 컨버터 설계의 상식

게재월 | 2010 - 07 

자기기에서 반드시 필요한 전자 회로의 경우, 작은 잘못이라도 기기에 치명상을 입힐 수 있으므로 확실한 설계가 요구되고 있다. 기기마다 다양한 요구를 충족시키며 설계하려면 회로 동작에 관한 기초 지식뿐만 아니라 경험에 의해 지식을 쌓아야 한다. DC-DC/AC-DC 컨버터와 직류전류 라인, 정류 회로 등의 설계에서 트랜스를 감는 노하우, 출하 시 확인이 필요한 각종 규격, 노이즈/발열에 대한 대책까지, 전원 회로 설계에 관한 다양한 지식을 질문과 답의 형태로 살펴본다

 

RCC형과 타여식 플라이백형의 차이는?

 

 

플라이백 방식은 트랜스에 인덕터의 기능을 겸비시키고 있다. 1차 측이 ON일 때에는 2차 측으로 출력하지 않고 에너지를 인덕터에 축적하며, 1차 측이 OFF인 기간에 2차 측으로 방출한다.

 

 

1. 자여식 RCC 방식은 발진주파수가 변화한다

RCC(링잉 초크 컨버터 ; Ringing Choke Converter)는 적은 부품으로 스위칭 전원을 구성할 수 있고 부하나 입력 전압에 의해 발진주파수가 변화한다는 것이 특징적이다(상세한 내용은 ‘가장 간단한 RCC형 SW 레귤레이터란 어떤 회로인가?’ 부분 참조). 기본적으로 트랜스의 1차 측에 감긴 보조 권선 동작만으로 발진하고 있다.

 

 

2. 전류 모드가 바뀌는 타여식 플라이백 전원

타여식 플라이백 컨버터는 일정 주파수로 내부 발진하고 있는 제어 IC 등에서 구동하고 있으므로 발진주파수는 일정하다.

트랜지스터가 ON하는 기간이 변화하는 것은 RCC 방식과 같지만, OFF 기간에 트랜스의 인덕턴스가 에너지 방출을 끝낸 후에도 고정된 발진주파수로 결정되는 1주기에 도달할 때까지 스위칭 트랜지스터는 ON되지 않는다. 경부하에서 구동할 경우에는 그림 1(a)과 같이 1차 측, 2차 측에 모두 전류가 흐르지 않는 상태, 전류 비연속 모드(DCM ; Discontinuous Conduction Mode)에서의 동작이 발생한다.

출력 전류가 증가해 가면 온 시간, 2차 측의 다이오드가 도통하고 있는 기간이 모두 길어진다. 머지않아 그림 1(b)과 같이 트랜스의 에너지 방출이 끝나고 2차 측의 전류가 흐르지 않게 되면 스위칭 트랜지스터가 ON하게 된다. 이와 같은 동작 모드를 임계 모드라고 하며 RCC 방식은 항상 이 모드에서 동작한다.

또 출력 전류가 증가하면 그림 1(c)과 같이 1차 전류, 2차 전류 모두 전류 파형이 0A부터 올라간다. 이 상태가 전류 연속 모드(CCM ; Continuous Conduction Mode)이다.

타여식 컨버터에서는 발진주파수가 일정하며 부하와 입력 전압 상태에 의해 동작 모드를 변화시키면서 정전압 제어를 실행한다. 

 

▲그림 1. 타여식 전류 모드의 종류와 트랜스에 흐르는 전류의 파형

 

 

 

 

 

가장 간단한 RCC형 SW 레귤레이터란 어떤 회로인가?

 

 

1. 동작은 트랜스에서 결정된다

RCC의 기본적인 회로를 그림 2에, 동작 파형을 그림 3에 나타낸다.

 

▲그림 2. RCC 방식 스위칭 전원의 회로 예

 

▲그림 3. RCC 회로 방식의 동작 전압 파형

 

스위칭 트랜지스터에 파워 MOSFET을 사용한 RCC 방식에서는 먼저 기동 저항 R1을 통해 FET(Tr1)가 바이어스 되고 ON하는 것에서 동작이 시작된다. Tr1이 ON되면 트랜스의 1차 측에 감긴 보조 권선이 Tr1을 드라이브하게 되고, Tr1은 계속해서 ON된다. 이 때 트랜스의 1차 권선에 인가된 에너지의 대부분은 2차 측이 정류 다이오드에서 차단되므로 출력되지 않고 트랜스의 코어에 자기 에너지로 축적된다.

Tr1이 ON되어 있는 상태에서는 보조 권선 전압이 ＋극성으로 되어 있으므로, 주로 D1 → R4 → 포토커플러의 경로로 Tr2의 베이스에 접속된 타이밍 콘덴서 C3을 충전한다. 충전에 의해 C3의 전압이 Tr2를 ON시키는 데 충분한 전압까지 도달하면 Tr2가 ON되고 Tr1의 게이트 전압을 내려 Tr1을 OFF시킨다.

출력 전압이 높아져 2차 측에서의 피드백의 양이 많아지면 C3의 충전 시간이 짧아지므로 Tr1의 온 시간도 짧아져 2차 측으로의 에너지 전달량은 감소하고 2차 측 전압이 내려가는 형태로 정전압 동작을 실현한다.

Tr1이 OFF되면 트랜스 권선의 극성이 반전하고 트랜스의 코어에 축적된 에너지가 2차 측에 출력된다. 이 사이에 1차 측의 보조 권선도 출력이 반전하여 C3에 축적되어 있던 전하가 ZD1 → R5의 경로로 방전되고, 제어 회로가 리셋한다.

C3의 방전이 시작되면 Tr2는 OFF되지만, 이 단계에서 보조 권선의 출력은 마이너스 전위로 되어 있으므로 C2에 의해 Tr1의 게이트 전압은 낮게 억제되며 Tr1은 오프 상태를 지속한다.

트랜스가 축적되어 있던 에너지를 모두 2차 측으로 출력하면 각 권선 출력은 부정 상태로 되지만, 오프 기간에 Tr1의 게이트로 접속된 C2는 Tr1 측이 ＋로 되도록 충전되어 있으므로 이 C2의 전압에서 Tr1은 다시 ON된다. Tr1이 ON되면 트랜스의 보조 권선 출력이 ＋ 극성으로 되므로 Tr1은 계속 ON되어 발진을 계속하게 된다.

이와 같이 RCC 방식에서는 트랜스의 동작이 스위칭 동작을 컨트롤하고 있다고 해도 과언이 아니며, 각 권선의 L값과 보조 권선 전압의 설정이 중요하다. 양산 시에는 이러한 파라미터의 불규칙성을 제어 및 관리하는 것이 중요하다.

 

 

2. 피드백 제어와 과전류 보호

그림 2의 회로에서는 포토커플러에 의한 피드백 제어를 실시하고 있지만, 이것이 없어도 C3 방전 경로의 반대 루트로 C3을 충전하여 정전압 출력을 얻을 수 있다. 단, 2차 측에서의 귀환이 없으면 입력 전압과 부하 전류의 변동에 의해 출력 전압이 크게 변화해 버린다. 출력 변동은 조건에 따라서도 다르지만, ±10% 이상이 되므로 정밀도가 높은 정전압 동작이 요구되는 경우에는 피드백을 뺄 수 없다.

R6과 R7은 1차 전류의 과전류를 검출하여 제어하기 위한 것이다. R6의 양단에는 드레인 전류에 비례하여 전위차를 발생시키므로 이것은 R7을 통해 C3에 접속되어 충전 전류를 가산한다. 이에 따라 과부하 상태로 됐을 때 트랜스 1차 전류의 이상 상승을 포착하여 스위칭 동작을 제한할 수 있다.

 

3. 부품 상수를 변경할 때에는 특성 변화에 주의한다

예를 들어 출력 전류를 크게 하고 싶을 때, C3의 용량을 올려 충전의 시상수를 바꾸면 과전류 보호가 동작하는 전류값이 커지거나, 경부하일 때 충방전에 시간이 걸려 펄스 폭을 좁히지 않고 이상 발진되는 폐해가 발생한다. 이와 같이 RCC의 튜닝 작업은 약간 번거로우며 설계의 용이성이라는 점에서는 타여식 플라이백 컨버터가 유리하다. 

 

 

 

 

 

전용 IC에서 플라이백 컨버터를 간단히 만드는 방법

 

 

타여 방식의 플라이백형 전원은 파워 MOSFET을 전용 제어 IC로 구동하는 방법이 일반적이다. 제어 IC는 매년 개량되고 있으며, 패키지와 핀 수가 줄어듦과 동시에 적은 주변 부품으로 타여식 플라이백 컨버터를 구성할 수 있게 되었다. 그래도 그림 4와 같이 RCC 방식과 비교하면 부품 수가 많다. 때문에 특히 수W부터 30W 전후까지 중소 용량의 전원에서는 RCC 방식에 비해 설계는 간편하지만 실장 스페이스를 많이 필요로 하거나 가격이 비싸지는 등 단점이 많이 있었다.

 

▲그림 4. 제어부와 파워부를 내장한 IC를 사용하면 플라이백 컨버터를 간단한 회로로 만들 수 있다

 

1. 파워 MOSFET과 제어 IC를 일체화한 TOPSwitch

타여식 플라이백 컨버터에서의 문제를 해결하기 위해 개발된 것이 TOPSwitch(파워 인테그레이션)이다.

파워 MOSFET과 제어 IC를 하나의 패키지에 넣어 부품 수를 대폭 삭감할 수 있다. 출력 용량이나 실장 형태에 따라 파워 MOSFET과 같이 TO-220 패키지, DIP, SOP8 핀과 같은 제어 IC와 같은 형상인 것이 라인업되어 있다.

일본 메이커에서도 같은 제품을 라이선스 생산하거나 같은 기능을 가진 제품을 개발하고 있는 곳이 있으므로 구하기 쉬워졌다.

 

 

2. 일체화의 장점은 어쨌든 노력이 필요하지 않다는 것

3개 다리 타입의 TOPSwitch는 파워 MOSFET의 드레인과 소스에 각각 해당하는 드레인 단자와 소스 단자, 거기에 IC의 전원 전압 공급과 피드백을 겸용하는 컨트롤 단자로 구성되어 있다. 과전류 보호와 저전압 입력 시의 동작을 제한하는 기능을 구비하고 있으며 대기전력을 저감하기 위한 버스트 동작 기능도 대부분의 제품이 갖추고 있다. 발진주파수는 IC 내부에 고정되어 있다.

다른 단자 수의 TOPSwitch에서는 IC의 전원 단자와 피드백 단자가 나뉘어 있지만, 3단자 타입에서는 이들을 겸용하므로 적절하게 동작시키려면 트랜스 설계와 상수 설계에 약간의 연구가 필요하다. 메이커는 이러한 설계에 필요한 정보를 애플리케이션 노트에서 공개하고 있다.

 

 

3. 용도를 확인하고 회로 방식을 선택한다

이와 같이 매우 편리한 TOPSwitch이지만, 단점으로는 일체화되어 있다는 점 때문에 파워부의 스위칭 특성 개선을 위한 조정을 실행할 수 없다는 점과, 발진주파수의 변경 및 대용량화가 불가능하다는 점을 들 수 있다.

드레인 전류의 제한값은 IC 내부의 과전류 보호 기능으로 결정되므로, 입력 전압 범위와 출력전력에 의해 IC가 결정될 경우 저절로 1차 전류의 피크값이 결정되어 버려 거기에 대응하는 트랜스를 설계해야 한다. 설계의 자유도는 전용 IC를 사용한 타여식 플라이백 컨버터에는 당해낼 수 없다. 그러나 이것을 보충하고도 남는 장점이 TOPSwitch에 존재하며 특히 수W부터 30W라는 출력용량의 전원에는 그 위력을 발휘한다. 대기전력이 적으므로 소프트 스위치의 보조 전원으로서 최적인 디바이스라고 할 수 있을 것이다. 

 

 

 

퓨즈 저항은 어떻게 선택해야 하는가?

 

 

1. 기본적인 개념은 저항과 같다

퓨즈 저항은 통상적일 때 저항과 같으므로 선정 시 주목해야 할 것은 먼저 손실 전력과 인가되는 전압이다.

퓨즈 저항의 손실 전력은 정격 전력에 대해 50% 이하의 부하율(딜레이팅률)로 억제하도록 설계 기준을 만드는 메이커가 많은 것 같다.

정상일 때 흐르는 전류 IC와 퓨즈 저항의 정격전력 Pmax, 부하율 상한 rD가 결정되면 저항값 RH는 다음 식으로 구할 수 있다.

예를 들어 0.1A 출력의 회로상에 1/4W의 퓨즈 저항을 삽입할 경우, 부하율 50%라면 다음 식과 같이 된다.

저항값은 큰 쪽이 용단하기 쉽지만, 그림 5와 같이 전압 강하 분을 예상하여 설계해야 한다. 기동 시 돌입 전류 등 정격을 초과하는 전력이 퓨즈 저항에 인가되면 열화되거나 최악의 경우 잘못 용단되어 버린다. 돌입 전류 파형을 기본으로 하여 메이커에게 상담하는 것이 좋을 것이다.

 

▲그림 5. 퓨즈저항에 의한 전압강하를 상정하여 설계한다

 

인가 전압은 퓨즈 저항의 정격 전압 VHmax 또는 다음 식에 의해 산출한 값 중 작은 쪽에 대해 적절한 딜레이팅을 예상한 값 이하로 한다.

전압에 대한 부하율은 80% 이하로 한 메이커가 많은 것 같다.

 

 

2. 보호 성능은 용단 특성으로 확인한다

그림 6은 퓨즈 저항의 용단 특성을 나타낸 것이다. 용단 전력을 퓨즈 저항에 더했을 때 게재된 용단 시간 이내에 퓨즈 저항이 용단한다는 것을 나타내며, 그림 6과 같이 정격전력의 배수와 용단시간의 그래프로 나타낸다. 퓨즈 저항이 용단하는 전력은 소자의 불규칙성에 의한 영향을 받으므로 상한값과 하한값의 2개 곡선으로 나타내는 것이 일반적이다.

 

▲그림 6. 퓨즈 저항의 용단 특성 예[RF16 10Ω(코어)]

 

회로에 이상이 발생했을 때 퓨즈 저항을 확실히 동작(용단)시키려면 용단 특성의 상한값을 나타내는 곡선보다 큰 전력을 인가할 수 있는 이상 전류가 필요하다.

그림 5의 예에서 1/4W 12Ω의 퓨즈 저항을 선정했다고 하면, 용단전력은 3W이므로 P＝I2R보다 0.5A 이상의 이상 전류가 흐를 경우 30초 이내에 용단된다. 반대로 0.5A 이하의 전류에서는 용단되지 않을 가능성이 있어 정격전력인 0.25W를 훨씬 넘은 상태가 유지되어 발연 및 발화될 우려가 있다.

 

 

3. 공급 측의 출력 임피던스와 용단 시의 온도에 주의한다

그림 5의 예에서 출력 전압이 12V, 정격 전류가 0.1A였고, 퓨즈 저항으로 1/4W 12Ω을 선정했을 때 트랜스 출력의 정류·평활 전압은 13.2V이다. 이 퓨즈 저항을 용단시키려면 0.5A 이상의 전류가 필요하다. 만약 트랜스 2차 측 권선의 내부 임피던스가 매우 높고, 0.5A 출력에서는 5V까지 출력 전압이 강하해 버리는 경우, 가령 출력 단락 상태라도 5V÷12Ω＝0.42A밖에 퓨즈 저항에 흐르지 않게 되어 용단하지 않을 가능성이 생긴다.

저항값이 1Ω이하와 같이 작은 값일 때에는 이 현상이 더 현저히 나타나므로 완성품에서 충분히 평가해야 한다. 1차 측에서의 전력 제한도 확인할 필요가 있다. 퓨즈 저항에는 더 작은 용단 전력에서 기능하는 정전류 용단 타입도 있으므로 구분하여 사용하면 좋을 것이다.

퓨즈 저항은 용단 시 고온으로 된다. 용단까지 몇 초 이상 필요할 경우, 프린트 기판을 태우거나 안전 규격에 규정되어 있는 이상 시 온도 상승값의 상한을 초과한다. 퓨즈 저항을 프린트 기판에서 띄워 실장하거나 내열성 튜브를 퓨즈 저항에 씌워 두는 등, 용단 시의 발열로부터 프린트 기판과 주변 부품을 보호한다. 

 

 

 

 

X 콘덴서와 Y 콘덴서는 어떻게 선택하는 것이 좋은가?

 

 

X 콘덴서와 Y 콘덴서는 EMI 대책으로 1차 라인 사이나 1차-2차 사이에 삽입하는 콘덴서의 명칭이다. AC 입력 라인 사이에 접속하는 것을 X 콘덴서(어크로스 더 라인 콘덴서), AC 라인 각 상(1차 측 회로)과 프레임 그라운드(2차 측 회로) 사이에 접속하는 것을 Y 콘덴서(라인 바이패스 콘덴서)라고 한다. 이들은 전부 고전압의 1차 측 회로에 접속되는 부품이므로 안전 규격의 적용 대상 부품이며, IEC 60384-14가 대표적인 적용 규격이다.

EMI에서 문제되는 노이즈로는 2종류가 있다. 그것은 그림 7과 같이 AC 라인 사이에 노이즈 전압을 발생시키는 ‘노멀 모드 노이즈’와 AC 라인과 대지 어스 사이에 발생하는 ‘코먼 모드 노이즈’이다.

 

▲그림 7. X/Y 콘덴서의 삽입에 의한 코먼 모드 노이즈와 노멀 모드 노이즈 경감

 

코먼 모드 노이즈는 전원과 이것을 탑재한 장치가 접지되어 있지 않을 경우 발생하지 않는다고 생각할 수도 있지만, 그와 같은 기기에서도 대지 사이에 분포하는 부유용량을 통해 코먼 모드 전류가 흘러 AC 입력단에 노이즈를 발생시킨다. 이러한 노이즈의 경우 단독으로 존재하는 경우가 거의 없으며, 통상적으로 각각 서로에게 영향을 미치면서 AC 입력단에 잡음 단자 전압으로 나타난다.

 

 

1. X 콘덴서는 노멀 모드 노이즈에 효과적

X 콘덴서는 AC 라인 사이에 나타나는 노멀 모드 노이즈를 전원의 입력부 바로 앞에서 바이패스하고, AC 라인으로 유출되는 것을 경감하도록 동작한다.

선정된 용량은 기기의 출력 용량과 회로 방식 및 배선 등에 따라 다르지만, 0.047㎌에서 1㎌ 범위가 사용되는 경우가 많으며 일반적으로 필름 콘덴서가 사용된다.

그러나 AC 라인 사이라는 특수한 장소에 사용되므로, 통상적인 AC 내압을 가진 필름 콘덴서를 사용할 수 없다. 이것은 뇌서지 등 전원계통에 발생하는 서지 전압이 인가될 가능성이 있으므로, 표 1과 같이 적합한 피크 전압에 의해 서브 클래스로 나뉜다. 안전 규격에 적합한 콘덴서는 취득한 안전 규격 마크와 함께 이 서브 클래스도 표시되어 있으므로 X 콘덴서에는 안전 규격에 적합한 것을 사용한다.

 

▲표 1. X 콘덴서, Y 콘덴서의 특징

 

콘덴서의 임피던스는 1/ωC이다. 주파수에 비례하여 임피던스가 내려가고, 노이즈 바이패스 효과가 상승하지만, 리드선의 인덕턴스와 구조상 문제에서, 인덕턴스 성분이 커져 콘덴서로서 기능하지 않게 된다. 때문에 X 콘덴서로서 효과가 있는 것은 대략 500k∼2MHz의 범위이다.

 

 

2. Y 콘덴서는 코먼 모드 노이즈에 효과적

Y 콘덴서는 AC 라인과 그라운드 사이에서 발생하는 코먼 모드 노이즈를 전원 내에서 그라운드에 바이패스하도록 동작한다. 때문에 삽입 장소는 1차-2차 사이이며 장치의 절연 종류에 따른 절연 성능을 갖고 있어야 한다. 규격 적합 기준은 X 콘덴서와 마찬가지로 서브 클래스에서 정의되어 있고 강화 절연 타입인 Y1, 기초 절연 타입인 Y2 등으로 구분되어 있다. 2중 절연 기기에 탑재할 경우에는 Y1을 사용하거나 Y2를 2개 이상 직렬로 하여 사용한다.

일반적으로 선정되는 용량은 500p∼5,000pF인 경우가 대부분이다. 용량이 커지면 커질수록 바이패스 효과는 우수하지만, 1차-2차 사이에 삽입되어 있으므로 Y 콘덴서를 통해 1차 측에서의 교류 전류가 2차 측으로 흘러 들어가 장치와 접촉한 유저가 전기 쇼크를 받을 위험성이 있다. 누설되는 전류가 규격값을 넘지 않도록 용량으로 제한한다.

이 전류를 접촉 전류 또는 누설 전류라고 하며 안전 규격에 의해 값이 엄격히 제한되어 있다. 또 안전 규격값 이내라고 해도 장치의 설치 환경이나 유저의 상태·감도에 의해 전기 쇼크를 받는 경우도 있으므로 더욱 엄격한 관리 기준을 독자적으로 만든 메이커도 있다.

Y 콘덴서는 1차-2차 사이에 설치되므로 실장 상의 주의사항으로 패턴까지 포함하여 단자간 절연 거리를 확보해야 하는 것은 당연한데, Y 콘덴서가 쓰러졌을 때의 주변 부품과 케이스의 거리에 대해서도 충분히 배려해 두어야 한다. Y 콘덴서의 외장은 절연 피막이 시행되어 있지만, 대부분의 경우에는 충분한 절연 성능을 갖고 있지 않으며 기초 절연 정도의 절연 내력밖에 없는 경우가 많다.

특히 2중 절연 기기인 경우, Y 콘덴서가 쓰러진 곳 앞에 다른 극의 부품이 있을 경우 필요한 절연 거리를 확보할 수 없는 경우가 있으므로, 콘덴서가 쓰러지지 않도록 본드 등으로 고정하고 쓰러지더라도 충분한 공간 거리가 확보되도록 주변 부품으로부터 떨어진 위치에 배치하며 다른 절연물로 씌우는 등의 조치를 실시해 두도록 한다.

※ 안전 규격과 노이즈 규격에 관련 항목 있음 

 

 

 

 

프레임 그라운드와 신호 그라운드의 차이는?

 

 

프레임 그라운드와 신호 그라운드는 기능과 목적이 다르므로 명확하게 나누어 생각해야 한다. 여기서는 편의상 제품 내 접지된 금속 혹은 가장 큰 금속 케이스를 프레임 그라운드, 기판 내의 회로계 그라운드를 신호 그라운드라고 한다.

 

 

1. 신호 그라운드는 회로의 일부, 프레임 그라운드는 기준 전위

그림 8은 일반적인 클래스Ⅱ 기기의 그라운드 계통 접속 예이다. 신호 그라운드는 그림 8과 같이 회로도의 우측 부분에 있는 것처럼 전원 출력을 부하에 공급하는 회로의 일부를 담당한다. 전원의 2차 측에서 출력된 전류는 장치 측 회로의 부하에 전력을 공급한 후 신호 그라운드를 통해 전원 트랜스의 2차 권선으로 되돌아온다. 제어 신호와 장치 내의 각종 검출 신호도 신호 그라운드를 기준으로 신호 레벨이 확정된다.

 

▲그림 8. 스위칭 전원 탑재 기기의 그라운드 접속 예

 

이에 대해 프레임 그라운드는 대지 어스의 대체로 장치 전체의 기준 전위를 부여한다. 실제 제품에서는 장치 내의 가장 큰 급속 케이스나 구조물이 프레임 그라운드로 취급된다.

프레임 그라운드는 안정적인 전위를 기대하므로 신호 그라운드, 특히 전원의 리턴 경로로 이용되어서는 안 된다. 그 이유는 금속 케이스에도 임피던스가 존재하며 리턴 전류와 회로 신호에 따라 전위차가 발생하여 이것이 노이즈로 되어 버리기 때문이다.

 

2. 그라운드는 확실히 접속한다

신호 그라운드와 프레임 그라운드는 기판 고정을 겸하여 대부분 나사로 접속된다. 접속 부분에 접촉 저항 등의 임피던스를 갖고 있을 경우, 이것을 통해 코먼 모드 전류에 의해 노이즈가 발생해 버린다. 고정 나사를 유용하여 접속했을 때에는 마주보게 한 도체 면을 나사로 조이는 것이 아니라, 사진 1과 같은 어스 단자를 사용하여 확실하게 회로 접속되도록 배려한다.

 

▲사진 1. 신호 그라운드와 프레임 그라운드의
접속은 어스 단자를 사용한다

 

 

3. 프레임 그라운드에 접속하는 것이 복사 노이즈의 원인이다

그림 8의 회로를 보면 2차 측 그라운드 접속점에서 전원 내부-1차 측 그라운드 접속점(Y 콘덴서)-프레임 그라운드라는 큰 루프가 생겼다. 이 루프 내의 장치 측 회로와 전원의 정류 다이오드 등에서 30MHz 이상 높은 주파수의 코먼 모드 노이즈가 발생하면 이 루프가 안테나로 되어 노이즈를 방사하는 경우도 있다.

루프의 경로로 되어 있는 Y 콘덴서와 직렬로, 30MHz 이상의 고주파에 대해 높은 임피던스를 가진 페라이트 비즈를 삽입하여 복사 노이즈의 기초가 되는 주파수 성분이 루프를 형성하지 않도록 한다.

※ 노이즈 규격에 관련 항목 있음 

 

 

1차 측 스위칭의 파워 MOSFET은 어떤 순서로 선택해야 하는가?

 

 

 

1. 전압/전류 정격을 결정한다

RCC 방식을 포함한 플라이백형 전원에서 사용하는 스위칭 MOSFET에는 스위칭 MOSFET이 OFF되어 있는 동안 AC의 정류·평활 전압뿐만 아니라 플라이백 전압과 스파이크 노이즈가 중첩된 고전압이 인가된다. MOSFET은 여기에 충분히 견딜 수 있으며 적절한 여유를 가질 수 있는 것으로 선택한다.

MOSFET의 전압 정격(VDS)에 대한 부하율(딜레이팅률)은 80% 이하로 하는 경우가 많은 것 같다. 첫 회로에서 VDS를 선정할 때의 기준은 일본 내 대응으로 500∼600V 정도, 월드와이드 대응으로 600∼900V 정도의 것을 선정해 두고 충분한 여유가 있다는 것을 확인한다.

드레인 전류는 스위칭 트랜스 설계 시 파라미터로 구하므로 이것을 참고로 한다. MOSFET의 전류 정격(ID)에 대한 부하율은 80% 이하로 둔다. 이 때, 과부하 상태와 이상 시의 드레인 전류가 정격값을 넘지 않도록 해야 한다.

 

 

2. 채널 온도를 측정한다

MOSFET을 선정한 후에는 실제로 회로를 작성하여 동작 상태에서의 적합, 부적합을 평가한다. 먼저, 확인해야 하는 것이 채널 온도이다. 온도 평가는 부품 배치와 방열 핀, 실장 스페이스 등 가급적 최종 실장 상태에 가까운 형태를 모방한 후 FET의 표면 온도를 측정한다.

또한 동작 시의 전류·전압 파형을 관측하여 측정한 온도 상태에서 FET의 손실을 구한다. FET의 데이터시트에는 채널-케이스 사이의 열 저항 Rth(ch-c)가 게재되어 있다. 측정 파형에서 구한 FET의 손실에 채널-케이스 사이의 열 저항을 곱한 것이 채널-케이스간 온도차이다. 여기에 실제 측정한 케이스 온도를 더함으로써 채널 온도를 구한다.

측정 시의 분위기 온도를 가급적 장치의 최고 사용 온도로 해 두는 것이 바람직하지만, 곤란한 경우에는 온도를 측정했을 때의 주위 온도와 최고 사용 온도의 차이를 계산 결과에 가산하면 대략 그 최고 사용 온도에서의 값을 추정할 수 있다.

 

 

3. 게이트-소스간 전압을 확인한다

실제 기기로 평가할 수 있다면 게이트-소스간 전압(VGS)도 확인해 둔다. 기판 패턴의 상황과 부품 배치에 따라 FET의 게이트에 규격값을 초과한 서지 전압이 인가되는 경우가 있다. 일반적으로 정전기로부터의 보호도 겸해서 게이트-소스 사이에 제너 다이오드를 넣어 서지 전압을 클램프하고 있다.

 

 

4. 애벌런치 내량 활용

MOSFET의 드레인-소스 사이에는 그림 9와 같이 턴 오프 시 발생하는 서지 전압이 인가되고 정격에 대해 충분한 마진이 잡히지 않거나 정격값을 넘는 경우가 있다.

 

▲그림 9. 턴 오프 시의 서지 전압은 애벌란
시 보증되어 있는 FET일 경우 정격 값을

초과해도 문제없는 것이 있다

 

그 대책으로 내압이 높은 FET를 사용하는 방법도 있지만, FET의 내전압은 온 저항과 트레이드 오프의 관계에 있어 고내압 FET는 온 저항이 높고 손실이 커진다.

애벌런치 보증되어 있는 FET라면 턴 오프 시 순간적으로 발생하는 서지 전압이 정격값을 넘어도 그 상태로 사용할 수 있는 경우가 있다. 애벌런치 보증이란, 턴 오프 시 흐르는 전류가 규격값 이내이고, 그 때의 손실이 보증되어 있는 애벌런치 내량 이내의 에너지량이라면 정격 전압을 넘는 서지 전압이 인가된 상태라도 파괴되지 않는다는 것을 보증한다는 뜻이다. 애벌런치 에너지 내량(EAS)을 기초로 적합, 부적합을 판정한다. EAS는 온도 딜레이팅이 필요하다. 

 

 

 

 

귀환용 포토커플러는 어떻게 선택하는 것이 좋을까?

 

 

 

스위칭 전원에서 귀환 회로에 사용하는 포토커플러는 출력 전압에 따라 발광 다이오드의 빛을 증감시키는 아날로그 동작에서 사용한다. 고주파에서 ON/OFF시키는 스위칭 동작과 달리, 기본적으로는 항상 ON 상태에서 동작시키므로 그만큼 고속 응답이 요구되지 않는다. 통상적으로는 낮은 코스트의 범용 제품으로 충분하다.

 

 

1. 선정 포인트는 안전 규격

포토커플러를 선택하는 기준으로 제품에 적용되는 안전 규격을 들 수 있다. 포토커플러 단체와 제품 전체에 적용되는 규격이 있다. 포토커플러의 규격으로는 UL(미국), CSA(캐나다), VDE(독일) 등이 있으며 입출력 사이의 절연 성능과 재료·구조 등이 정해져 있지만, 규격에 따라 시험 방법과 판정 기준이 다르다. 제품으로서의 안전 규격에서는 1차, 2차간 동작 전압에 의해 결정되는 절연 두께와 연면 거리가 포인트이다.

클래스Ⅱ 제품에서는 절연물의 최소 두께가 규정되어 있고, 그림 10의 내부 구조에 나타난 발광 소자와 수광 소자 사이에 있는 절연 수지가 규정 두께 이상이어야 한다.

 

▲그림 10. 포토커플러의 내부 구조

 

연면 거리는 안전 규격이 요구하는, 동작 전압에 기인한 1차, 2차간 거리가 필요하다. 포토커플러의 내부 연면 거리와 외부 연면 거리가 규정값을 만족시키고 있는 것을 선택한다. 내부 연면 거리는 그림 10의 투명 수지와 착색 수지 경계면에서의 발광 측 도체와 수광 측 도체의 거리를 가리키며, 외부 연면 거리는 그림 11과 같이 포토커플러 표면을 따르는 다른 극 사이의 거리를 가리킨다.

 

▲그림 11. 포토커플러의 연면 거리

 

실장 설계 시 간과하지 않아야 할 점은 프린트 기판의 패턴간 거리이다. 동작 전압이 높은 전원에서는 통상적인 리드 피치에서 거리를 확보할 수 없는 경우가 있다. 이러한 케이스에 대응할 수 있는 넓은 리드 피치 타입도 있다.

 

 

2. 전류전달률 CTR은 수명과 직결된다

CTR(전류전달률)은 입력 순전류(발광 측 전류)에 대한 출력 전류(수광 측 전류)의 비율이며, 포토커플러의 중요 파라미터 중 하나이다. 포토커플러는 전기적으로 절연하므로 발광 다이오드와 포토트랜지스터를 조합하여 구성되는데, 발광 다이오드는 통전일 경우 서서히 발광 효율이 떨어져 광량이 저하된다. 때문에 포토커플러의 수명은 CTR로 정의되며 일반적으로는 초기값의 반으로 저하될 때까지 수명이라고 하는 경우가 많다. 귀환용 포토커플러는 트랜지스터의 포화 영역에 해당하는 활성 동작 영역에서 사용하므로 발광 측 전류는 수광 측에 필요한 전류에 대해 충분한 공급 능력이 필요하다. 만약, 발광 측에 여유가 없고 경시변화에 의해 CTR이 저하됐다면 수광 측에 필요한 전류가 흐르지 않게 되고 귀환량이 저하되어 버린다.

이에 따라 그림 12와 같이 전원의 출력 전압이 상승하는데, 전압 상승은 서서히 진행되므로 과전압 보호가 즉시 기능하지 않게 되고 전압의 과부하 상태가 연속된다. 포토커플러 선정 시 CTR 랭크 선정과 2차 측 회로의 상수 결정에서는 포토커플러의 CTR 저하를 예상하여 설계해야 한다.

 

▲그림 12. CTR의 저하에 의한 출력 전압 상승

 

※ 안전 규격에 관련 항목 있음 

 

 

 

 

 

2차 측 정류 다이오드는 어떻게 선택해야 하는가?

 

 

스위칭 전원의 2차 측 정류 다이오드는 입력의 정류 다이오드와 달리 고주파에서 스위칭 동작을 실행하므로 선정 방법도 다르다.

 

 

1. 정류 다이오드에는 FRD나 SBD를 사용한다

스위칭 전원의 정류용 다이오드에는 출력 전류의 크기에 관계없이 FRD(퍼스트 리커버리 다이오드)나 SBD(쇼트키 배리어 다이오드)를 사용한다. 일반 정류용 다이오드는 사용할 수 없다. 일반 정류용 다이오드는 리커버리 타임이 극단적으로 지연되므로 다이오드가 통전 상태에서 극성이 반전되어 차단 상태로 될 때 장시간 역방향으로 전류가 흐른다. 때문에 정류 소자로서 기능하지 않는다.

RFD는 접합 부분에 라이프 타임 킬러라 불리는 불순물을 확산시켜 리커버리 속도를 높이고 있다. 내전압은 100∼1,000V를 넘는 것까지 폭이 넓으며 2차 측 정류 다이오드로서는 매우 일반적이다. 순방향 전압 강하(VF)가 1V 이상으로 약간 크다는 것이 단점이다.

SBD는 반도체끼리의 PN 접합이 아닌, 금속과 반도체의 접합으로 발생하는 쇼트키 장벽을 이용한 다이오드이다. 역회복 시간이 매우 짧고 순방향 전압 강하(VF)도 0.5∼1.0V 정도로 FRD에 비해 작으며 손실이 적다는 이점이 있다. 단, 역 바이어스가 걸려 있을 때의 누설 전류가 크며 100V를 넘는 고내압인 것이 거의 없으므로 8V 정도까지의 저전압 출력 회로에 사용된다.

 

 

2. 선정하기 위해 평가해야 하는 주요 사양

(1) 내전압

먼저 확인할 것은 내전압이다. 다이오드가 도통하지 않는 기간에는 트랜스가 출력하는 역전압이 인가되고 다이오드가 턴 오프할 때에는 서지 전압이 발생한다. 이것은 다이오드의 리커버리 전류가 원인이며 다이오드의 리드선이 가진 인덕턴스 성분 등에 따른다. 이 서지 전압이 다이오드의 내전압을 넘으면 소자 파괴를 일으킨다. 전원 기동 시 등 과도적인 상태를 포함한 확인 작업이 필요하다. 특히 SBD는 이 역방향 전압에 약하므로 서지를 흡수하는 스너버 회로를 병용하는 쪽이 좋을 것이다. 처음으로 전원을 설계하여 다이오드를 선택할 때의 내전압 기준은 입력 전압 범위나 트랜스의 설계에 따라서도 다르지만, 대략 출력 전압의 10배 정도라고 생각해 둔다.

다이오드의 역방향 전압은 입력 전압에 비례하여 커진다. 때문에 월드와이드 대응 기종에서는 일본 대응 모델에 비해 고내압인 다이오드가 필요해진다. 다이오드의 내전압과 순방향 전압 강하(VF)는 트레이드 오프의 관계이다. 손실 증가와 다출력 전원의 경우에는 다른 출력 전압에 미치는 영향에 주의한다.

서지 전압의 원인이 되는 리커버리 전류이지만, 다이오드에 따라 그 특성에 차이가 있다. 그림 13에서는 일반적인 하드 리커버리와 완만한 회복 특성을 가진 소프트 리커버리라 불리는 다이오드의 리커버리 특성을 비교했다.

 

▲그림 13. 하드 리커버리와 소프트
리커버리의 특성 차이

 

소프트 리커버리 쪽은 di/dt가 작게 되어 있지만, 서지 전압은 기생 인덕턴스 L에 의해 e＝L·di/dt에서 발생하므로 하드 리커버리와 비교하면 서지 전압이 낮게 억제되어 있다. 서지 전압에 기인하는 노이즈는 주로 10MHz 이상의 높은 주파수로 나오므로 대책이 번거롭다. 출력 전류가 크고 EMI가 클 경우, 스너버 회로의 부가뿐만 아니라 소프트 리커버리 특성 다이오드로의 변경도 고려하는 것이 좋을 것이다.

(2) 순방향 전류

순방향 전류는 통상적으로 평균 정류 전류와 서지 전류가 규정되어 있다. 평균 정류 전류는 상용 주파수(50Hz/60Hz)의 정현파 파형에서 규정되어 있는 경우가 있는데, 스위칭 전원의 2차 측 정류 전류는 고주파에서 파형도 일정하지 않으므로 규격값을 보정하여 판정한다. 고온에서는 딜레이팅이 필요해질 경우도 많다. 전류의 규정이 실효값으로 나타나 있는 것은 이쪽도 확인한다. 서지 전류는 전원 기동 시 2차 측 평활 콘덴서를 충전할 때나 부하 급변 시 많이 나타나므로 정상 운전일 때뿐만 아니라 동적인 상태 변화를 보이는 타이밍에서의 파형도 확인한다.

(3) 온도

다이오드의 손실 전력을 관측 파형에서 구하고, 거기에서 접합부 온도를 추정함으로써 최고 사용 온도 범위 내에 들어있는가의 여부를 평가한다. 정류 다이오드에서는 평균 정류 전류보다 먼저 접합부 온도가 정격을 오버하는 경우가 많은 것 같다. 

 

 

 

스위칭 전원의 평활 콘덴서는 어떻게 선택해야 하는가?

 

 

전해 콘덴서의 선정 기준은 인가 전압과 리플 전류이다. 스위칭 회로에 사용하는 전해 콘덴서는 100kHz 전후의 높은 주파수에서 사용되므로 선정 및 평가 시 리니어 전원과는 다른 배려가 필요하다.

 

 

1. 인가 전압 측정 방법

2차 측 평활 콘덴서에는 낮은 임피던스 제품을 사용한다. 콘덴서의 동작 전압(WV)은 인가 전압의 최대값을 기본으로 80% 이하의 부하율로 되도록 한다. 예를 들어 ±10%의 출력 전압 편차가 예상되는 5V 출력 회로에서는 최대 인가 전압이 5.5V로 되므로 동작 전압은,

5.5V÷0.8＝6.875 [V]

이고 6.875V 이상의 콘덴서가 필요하므로 10V 정격 또는 그 이상인 것을 선택한다.

인가 전압은 전해 콘덴서의 정격 동작 전압 이하일 경우 수명에는 거의 영향을 미치지 않는다. 그러나 스위칭 전원일 경우 회로 내에 이상이 있으면 과전압 상태로 되는 경우가 자주 발생한다. 그에 따라 전해 콘덴서가 파손되어 이상 상태가 확대되는 것을 방지하기 위해서는 충분한 딜레이팅을 준비해야 한다.

 

 

2. 리플 전류 측정 방법

그림 14는 플라이백 전원 2차 측 평활 콘덴서의 리플 전류 파형 예이다. OA라고 기록된 라인보다 위는 콘덴서로의 충전 전류, 아래는 콘덴서의 방전 전류이다. 방전 전류의 하한값은 출력 전류와 같고, 그림 14의 파형 예인 경우에는 1A이다.

 

▲그림 14. 플라이백 전원의 2차 측 평활 콘덴서의 리플 전류 파형 예

 

리플 전류의 크기는 관측한 파형에서 계산하여 구할 수 있지만, 주파수 대역과 분해능이 충분히 크고 계측 기능을 가진 디지털 오실로스코프라면 전류 파형의 실효값을 표시시킴으로써 대부분의 값을 구할 수 있다.

그림 14에 나타난 오실로스코프의 연산 기능에서는 1.07A로 되어 있다. 파형에서 계산했더니 1.05A로 되어 거의 같은 값을 나타내고 있다는 것을 확인할 수 있었다.

 

 

3. 병렬 접속 시에는 패턴 레이아웃에 연구가 필요하다

부하 전류가 3A를 넘는 대출력 회로에서는 전해 콘덴서의 허용 리플이 부족한 경우가 있다. 이러한 때에는 복수 개의 전해 콘덴서를 병렬로 접속하고 리플 전류를 분산시키는데, 부품 배치나 패턴 설계에 약간의 연구가 필요하다.

스위칭 전원의 리플 전류는 고주파이므로 리플 전류가 흐르는 경로의 패턴 폭과 길이의 작은 차이로 임피던스 차이가 발생하며 리플 전류의 언밸런스가 발생할 수 있다.

이 리플 전류의 불평균은 특정 전해 콘덴서의 수명이 극단적으로 짧아지는 등의 불량이 발생하여 설계 의도에서 벗어나 버린다. 이와 같은 불량을 해결하기 위해 그림 15와 같이 회로도 위에 나란히 배치되어 있는 평활 콘덴서에서 리플 전류가 균일해지도록 패턴 레이아웃에 대해 연구할 필요가 있다.

 

▲그림 15. 리플 전류가 균일해지도록 평활 콘덴서의 패턴 레이아웃을 연구한다

 

 

4. 다른 주파수의 리플 전류가 함께 있을 경우에는 나누어 측정한다

1차 측 평활 콘덴서의 전압은 일반적으로 일본 대응 기종에서는 250V인 것이, 월드와이드 대응 기종에서는 400V인 것이 선택되고 있다. 또 1차 측 평활 콘덴서용으로 일본 대응 기종이지만 잘못해서 200V가 접속되거나 외래 서지에 의해 정격 외의 높은 전압이 인가되는 것을 상정하여 DC 과전압이 인가되더라도 스파크 발화를 잘 일으키지 않도록 한 ‘이상 전압 대응 제품’이 각 메이커에서 라인업 되고 있으며, 이것을 사용하는 것이 의무화되어 있는 메이커도 있다.

1차 측 평활 콘덴서의 리플 전류는 그림 16과 같이 저주파 성분의 충전 전류에 고주파 성분의 방전 전류가 중첩된 파형으로 되어 있다. 이 리플 전류는 분해능이 높은 디지털 오실로스코프에서도 저주파 성분과 고주파 성분의 주파수 차이가 너무 커져 고주파 성분의 전류값을 정확하게 측정하기 힘들기 때문에 연산 기능은 사용할 수 없다. 값을 측정하기 위해서는 저주파 성분과 고주파 성분으로 나누어 파형을 관측하고 계산으로 구하게 된다.

 

▲그림 16. 1차 측 평활 콘덴서의 리플 전류는 저주파 성분의 충전 전류에
고주파 성분의 방전 전류가 중첩되어 있다

 

리플 전류의 계산은 먼저 저주파 성분과 고주파 성분 각각의 피크 전류와 듀티비(펄스 주기 T에 대한 펄스 폭 t1의 비)를 관측 파형에서 구하는 것부터 시작된다. 구한 값에서 저주파 리플 전류와 고주파 리플 전류를 각각 표 2에 나타난 근사 파형의 실효값 식으로 계산한다. 계산으로 구한 저주파 리플 전류 IL과 고주파 리플 전류 IH에서 합성 파형의 리플 전류를 구한다.

 

▲표 2. 근사 파형과 실효값의 식

 

1차 측 평활 콘덴서에 사용하는 전해 콘덴서의 카탈로그에는 리플 전류의 주파수 보정 계수가 게재되어 있다. 저주파 성분, 고주파 성분에 각각 해당하는 주파수 보정 계수를 KfL, KfH라고 했을 때, 합성 파형의 리플 전류는 다음과 같은 식으로 구할 수 있다.

 

 

 

 

스너버 회로란?

 

 

스너버(snubber) 회로란, 스위칭 동작에서 ON/OFF 순간에 발생하는 서지 전압을 억제하는 회로를 말한다. 전원 회로 내에는 급격한 전류 변화가 있다.

부품의 리드선과 배선, 트랜스의 리케이지 인덕턴스 등 회로 내에 분포하는 인덕턴스 성분에 의해 스파이크 노이즈라 불리는 서지 전압이 발생한다. 부품에 과도한 전압 스트레스를 주어 가끔 부품 파괴를 초래하는 경우도 있다. 또 노이즈에 포함되는 고주파의 전압 진동은 EMI 노이즈의 원인이기도 하므로 대부분의 스위칭 전원에서는 그림 17과 같이 스너버 회로를 준비하고 있다.

 

▲그림 17. 스위칭 동작 시의 서지 전압을 억제하는 스너버 회로

 

 

1. 트랜스의 1차 권선 스파이크를 억제하는 클램프 회로

트랜스에는 리케이지 인덕턴스가 존재하고 스위칭 트랜지스터가 턴 오프할 때 큰 스파이크 노이즈를 발생시킨다. 이 스파이크 노이즈는 스위칭 트랜지스터의 드레인에 인가되므로 트랜지스터의 스위칭 손실을 증대시키는 원인이 된다.

트랜스 1차 권선에서 발생하는 서지를 흡수하는 스너버 회로로서 일반적인 것은 다이오드와 콘덴서, 저항으로 이루어진 클램프 회로이다.

스위칭 트랜지스터의 턴 오프 시 발생하는 서지 전압에 따라 콘덴서가 순간적으로 충전되고, 저항에 의해 콘덴서 전압은 서서히 저하되어 간다. 그리고 다음 턴 오프의 타이밍에서 다시 스파이크 노이즈가 발생한다. 이 때 서지 전압의 값이 VDC＋VC를 넘으면 다이오드에 의해 서지 에너지가 콘덴서의 충전으로 소비되고, 그림 18에 나타난 파형과 같이 스파이크 노이즈를 억제한다. 콘덴서 용량이 클수록, 또 저항의 임피던스가 낮을수록 클램프 회로의 서지 억제 능력이 높아져 트랜지스터의 스위칭 로스를 저감할 수 있다.

 

▲그림 18. 클램프 회로의 서지 전압 억제 효과

 

단, 저항의 열 손실이 커지므로 상수 조정이 필요하다. 콘덴서 용량에는 수n∼수십nF 용량의 필름 콘덴서가, 저항에는 수십KΩ이 이용되는 경우가 많다. 콘덴서, 저항 대신 제너 다이오드로 구성된 클램프 회로도 있다. 이것은 제너 다이오드의 열 손실로서 스파이크 노이즈의 에너지를 소비한다.

 

 

2. 트랜지스터, 다이오드의 서지 전압을 흡수하는 스너버 콘덴서

스위칭 트랜지스터의 드레인-소스 사이나 정류 다이오드의 애노드-캐소드 사이에 직접 콘덴서를 접속하여 턴 오프 시 서지 전압을 억제하는 방법도 많이 사용된다. 이 경우에도 콘덴서 용량이 클수록 서지의 흡수 능력은 높아지지만, 너무 크면 턴 오프 시 콘덴서에 차지되어 있던 서지 에너지가 단번에 반도체로 흘러 오히려 손실을 증가시켜 버린다.

스위칭 트랜지스터에는 수십p∼수백pF 정도, 정류 다이오드에는 100p∼1,000pF 정도의 세라믹 콘덴서가 통상적으로 이용된다.

콘덴서를 스위칭 부분에 직접 접속하면 회로의 인덕턴스 성분과 접속한 콘덴서에서 공진하고, 의도하지 않은 링잉을 발생시켜 노이즈가 증가할 수 있다. 이와 같은 경우에는 콘덴서와 직렬로 저항을 삽입하여 공진 전류를 감쇠시키는 회로로 한다.

콘덴서 용량은 저항을 삽입하지 않을 때의 10배 전후로 하고, 수Ω∼수십Ω의 저항을 직렬 접속하는 경우가 많은 것 같다. 이 저항은 임피던스가 높을 경우 콘덴서의 충전 전류를 제한해 버리므로 서지 흡수 효과가 없어져 버리지만, 작은 값에서는 저항의 발열이 커지는 경향이 있으므로 온도와 서지 전압의 모습을 관측하면서 상수를 조정하도록 한다. 

 

 

 

 

발진주파수는 어느 정도가 타당한가?

 

 

스위칭 트랜지스터에 바이폴러를 사용하면 턴 오프 시 잔류 전하의 영향에 의해 스위칭 손실이 많아지고, 발진주파수를 별로 높일 수 없다. 통상적으로 30k∼60kHz 정도에서 사용하는 경우가 많다. 이에 대해 파워 MOSFET을 사용한 경우에는 100kHz 전후나 그 이상의 발진주파수에서 구동한다.

 

 

1. 고주파화의 장단점

(1) 장점

고주파화에 의해 스위칭 전원의 구성 부품 중에도 큰 사이즈인 트랜스나 평활 콘덴서를 소형으로 할 수 있다. 발진주파수란, 단위 시간(여기서는 1초)당의 스위칭 횟수를 나타낸다. 같은 출력전력을 2차 측에 전달할 때 스위칭 횟수가 많으면 그만큼 1회의 스위칭에서 전달하는 에너지가 적어도 된다. 그것은 발진주파수를 높게 하면 용량이 작은 트랜스(＝소형 트랜스)로 해도 좋다는 뜻이다.

또 그림 19에 나타난 바와 같이, 주파수가 높고 발진 주기가 짧으면 2차 측의 평활 콘덴서에 발생하는 리플 전압도 작아지고 콘덴서의 리플 전류도 작아지므로 허용 리플 전류가 적은 소형 평활 콘덴서를 사용할 수 있다. 1차 측의 평활 콘덴서도 마찬가지이다.

 

▲그림 19. 고주파화에 의한 평활 콘덴서의 리플 전압/전류 차이

 

(2) 단점

그러나 발진주파수를 높게 하여 단위 시간당 스위칭 횟수가 많아지면, 손실이 증가하여 발열량이 많아진다는 단점이 발생한다. 스위칭 손실은 트랜지스터가 ON → OFF 또는 OFF → ON으로 상태가 바뀔 때 발생하는 손실이다. 고속 스위칭이 가능한 파워 MOSFET은 바이폴러 트랜지스터에 비해 스위칭 로스가 적지만 그래도 스위칭 손실은 발생한다. 표 3에 고주파수화의 장단점을 나타낸다.

 

▲표 3. 발진주파수의 고저에 의한 트레이드 오프

 

2. RCC 방식은 발진주파수의 변화에 주의한다

RCC 방식에서는 입력 전압과 부하의 상태에 따라 발진주파수가 변화한다. 발진주파수는 최소 입력 전압에서 최대 부하로 했을 때 가청역의 20kHz를 밑돌지 않도록 한다. 발진주파수의 하한값을 높게 하면 기기의 소형화가 가능하지만, 경부하 시에는 주파수가 더 상승하여 250kHz를 넘는 경우도 드물지 않게 발생한다.

바이폴러 트랜지스터를 사용한 RCC에서는 드라이브 회로에서의 손실도 더해지므로 스위칭 손실 증가가 현저해지고 정격 운전일 때보다 무부하 쪽의 온도가 높아지는 경우도 나온다. 때문에 최대 부하 시의 발진주파수를 20k∼40kHz 정도로 억제하는 것이 일반적이다.

 

 

3. 플라이백 방식의 발진주파수

TOPSwitch에서는 발진주파수를 100kHz 고정으로 사용하는 경우가 많다. FET와 조합하여 사용하는 제어 IC에서도 발진주파수가 100kHz 전후로 고정되는 경우가 많아지고 있다. 타여식에서는 발진주파수가 고정된다. RCC 방식과 같은 동작 조건에 의한 발진주파수의 변동이 없고 고주파화가 용이하지만, 80k∼120kHz 정도로 설정되어 있는 경우가 많다.주파수 고정의 플라이백 방식에서는 정격 부하 시에도 고주파로 구동하고 있고, 스위칭 손실이 커진다는 점이 너무 높은 주파수로 설정되지 않는 최대의 이유라고 생각된다. 또 하나의 이유로 EMI 대책을 들 수 있는데, 발진주파수를 150kHz 이상으로 설정하면 에너지의 양이 큰 캐리어 주파수 성분이 잡음 단자 전압의 규제값 내로 들어가 버려 대책을 세우기 힘들어진다. AC-DC 컨버터에서는 스위칭 손실이 커진다는 점과, 트랜스에서 절연 거리를 확보해야 하므로 소형화에 한계가 있다는 점 등의 이유 때문에 100kHz 전후의 발진주파수를 선택하는 것이 좋다. 

 

 

 

스위칭 트랜스의 설계 방법

 

 

스위칭 전원에 있어서 트랜스는 성능과 깊은 관계가 있는 매우 중요한 부품이다. 특히 RCC 방식인 경우에는 트랜스의 사양에서 발진주파수가 결정되므로 트랜스 설계의 좋고 나쁨이 스위칭 전원의 성능을 좌우한다고 해도 좋을 것이다.

스위칭 트랜스는 일반적으로 전원마다 사양이 다르며 표준 제품으로 판매되고 있는 것은 거의 없다.

때문에 일반적으로는 메이커에게 요구 사양을 전달하며 설계를 위탁하게 되는데, 개발 초기 단계에서 사양 검토를 위해 트랜스를 몇 종류나 설계·시험 제작 의뢰하는 것은 경제적이라 할 수 없다.

트랜스를 직접 설계하여 시험 제작할 수 있도록 해 두는 것은 스위칭 전원의 개발에 필요한 스킬이라 할 수 있다. 또 트랜스 설계를 외주로 줄 경우에도 설계 스킬이 있다면 개발 기간 단축 등에 유리하게 작용할 것이다.

 

1. 회로 조건을 확실하게 하여 보빈과 코어를 선택한다

스위칭 트랜스를 설계하려면 먼저 보빈과 코어를 선택해야 한다. 코어 선택과 사양 계산에 필요한 파라미터는 다음과 같다. 그림 20은 회로도 가운데 나타낸 것이다.

 

▲그림 20. 스위칭 트랜스의 설계에 필요한 파라미터

 

·전원의 출력 전압 ……Vout [V]

·전원의 출력 전류 ……Iout [A]

·입력 전압(정류·평활 후의 전압)의 최소값 ……Vinmin [V]

·발진주파수 ……f [Hz]

·온 듀티 ……D

·스위칭 회로의 제어 전압 ……VC [V]

그리고 여기서 주기 T(＝1/f), 온 시간 Ton(＝T×D), 오프 시간 Toff(＝T－Ton)를 구한다. 단위는 전부 초[s]이다.

전원의 출력 전류는 피크 전류로 생각한다. 또 2차 측에서 과전류 보호를 실행할 경우에는 이 검출 전류로 해야 한다.

입력 전압의 최소값은 평활 콘덴서의 리플 전압까지 고려해야 한다. 그러나 우선은 입력 전압 범위의 하한값에서 정류 전압의 피크값을 구하고, 여기서 산출한 권선 사양으로 시험 제작한 것을 갖고 실제 기기를 평가한 후 필요하다면 보정하도록 한다. AC90VRMS∼AC110VRMS의 입력 전압 범위를 가진 전원의 트랜스를 설계할 경우에는

로 한다.

출력 전압과 출력 전류의 곱으로 출력 전력을 구할 수 있다. 코어 메이커에서는 표 4에 나타난 바와 같이 코어 사이즈와 형상, 발진주파수로부터 각각의 코어 사이즈에 있어서 적용 출력 전력 범위를 제공하고 있다. 이것을 기준으로 코어 사이즈를 결정한다. 다음에 코어의 재질을 결정하고 메이커의 카탈로그에서 코어의 유효단면적 Ae[mm2]와 포화자속밀도 ΔB[T(테슬라)]를 조사해 둔다. 이것으로 파라미터 결정이 완료된다.

 

▲표 4.(3)* 코어 형상과 스위칭 주파수마다의 출력 전력 범위 예
(NEC 토킨의 표준 트랜스 초크 코일 시리즈에서 발췌)

 

 

2. 권선 사양을 계산한다

파라미터가 맞는 부분에서 스위칭 트랜스의 사양을 다음과 같은 순서로 구한다.

① 1차 측 전류의 평균값을 구한다

 

 

출력 전압과 출력 전류, 입력 전압, 효율로 입력 전류의 평균값을 계산한다. 효율 η는 출력의 수와 출력 전류, 입력 전압 범위에 따라 달라지지만 통상적으로는 0.7∼0.8 정도로 한다. 복수의 2차 측 출력을 가진 전원과 5A 이상의 대전류인 것, 월드와이드 대응 기종 등에서는 낮은 값으로 해둔다.

② 1차 측 전류의 최대값을 구한다

 

 

계산한 1차 측 전류의 평균값을 기초로 최대값을 구한다. 온 듀티 

 이 0.5라면 최대값은 평균값의 4배로 된다. 또 이 식은 RCC 방식(임계 모드)과 전류 불연속 모드로 동작시킬 경우에 적용된다. 전류 연속 모드에서 동작시킬 경우에는 그림 21과 같이 같은 평균 전류에서도 최대값을 작게 할 수 있다.

 

▲그림 21. AL값의 조정 방법

 

③ 1차 권선의 인덕턴스를 구한다

입력 전압의 최소값, 온 시간, 입력 전류의 최대값에서 1차 권선의 인덕턴스를 계산한다.

 

 

④ 1차 권선의 권수를 구한다

 

 

선정한 코어의 코어 상수(유효단면적, 포화자속밀도)와 1차 권선의 인덕턴스, 1차 전류의 최대값에서 1차 권선의 권수를 계산한다. 인덕턴스값은 코어 그 자체의 편차와 트랜스의 마무리 상태에서 ±10% 정도의 변동이 있으므로 계산으로 구한 인덕턴스값보다 10% 낮게 견적하여 권수를 계산하는 것이 좋다.

인덕턴스값과 권수가 결정되면 코어의 갭 길이를 구한다. 갭이란 코어에서 구성되는 폐자로 내에 일부러 설치한 극간을 말한다. 언뜻 보면 자기 손실만 늘어날 뿐 아무런 이점도 없는 것처럼 생각되지만, 코어의 자기 포화를 방지하고 인덕턴스를 일정하게 하는 중요한 역할을 담당하며, RCC 방식을 포함한 플라이백 전원의 트랜스에서는 반드시 필요한 요소이다. AL값의 계산은 

으로 구하고 이 AL값을 기초로 코어에 갭을 설치한다.

갭의 설치 방법으로는 그림 22와 같이 코어 양쪽 발에 스페이서 등을 끼워 넣는 방법과, 코어의 가운데 발을 깎아 극간을 설치하는 방법이 많이 사용되고 있다.

 

▲그림 22. 코어에 갭을 설치하는 방법의 예

 

⑤ 2차 권선의 권수를 구한다

 

 

트랜스 2차 권선의 출력 전압은 전원 출력 전압에 다이오드 순방향 전압 등의 전압 강하분을 더한 값이 되도록 권수를 결정한다.

⑥ 보조 권선의 권수를 구한다

 

 

TOPSwitch와 제어 IC를 사용한 플라이백 방식의 전원에서는 IC에 공급하는 전원 전압이 가급적 안정적이어야 한다. 때문에 보조 권선은 2차 권선과 같은 플라이백으로 감는다. 플라이백에서는 출력 전압이 2차 권선 전압에 비례하므로 필요한 제어 전압(VC)에 다이오드의 전압 강하분을 더한 것과 2차 권선 전압의 비를 구하고, 2차 권선의 권수에서 제어 권선의 권수를 결정한다. 다출력 전원에서 복수의 2차 권선을 가진 것도 마찬가지로 계산한다. 권수가 정수로 되지 않을 경우, 가까운 값으로 하여(통상적으로는 올림하여) 정수로 한다.

※ 안전 규격에 관련 항목 있음 

 

 

 

 

표피 효과, 리츠선은 무엇인가?

 

 

스위칭 트랜스의 도체 지름을 결정하는 데 있어서 표피 효과(Skin Effect)라고 하는, 매우 번거로운 문제가 있다.

 

1. 고주파에서는 전류가 도체의 표면에만 흐른다

표피 효과란, 고주파 전류가 도체 내를 흐를 때 도체의 단면적 전체로 흐르지 않고, 외주 부분의 영역에 집중하여 흐르는 현상을 말한다. 교류 전류는 주파수가 높아질수록 도체 표면에 가까운 곳을 흐르게 된다. 이 때 전류가 흐르는 영역의 깊이(도체 표면으로부터의 심도)는 다음에 나타난 식으로 구할 수 있다.

단, δ : 표피 효과에 의한 전류가 흐르는 영역의 깊이에서 표면의 전류값에 대해 자연 대수의 바닥 e의 역수(약 0.368배)로 되는 심도, f : 주파수 [Hz], μ : 유자율(4π×10－7 [H/m]), σ : 도전율(동은 5.8×107 [S/m])

예를 들어 권선에 40kHz의 스위칭 전류가 흐를 때 전류의 심도는 0.33mm이며, 쬳0.66mm를 넘는 지름의 동선을 사용해도 중심 부근에는 기여하지 않게 된다. 공진 동작을 실행하지 않는 통상적인 하드 스위칭 전원의 전류 파형은 삼각파로 되는 것이 일반적이므로, 주파수가 높은 고주파 성분이 포함되고 표피 효과의 영향은 더욱 현저하게 나타난다.

발진주파수가 100kHz로 되면 δ는 0.209mm로 되며 전류 밀도가 높아진다. 등가적으로 좁은 도체를 사용했을 때와 같아지며 동손 증가와 레귤레이션 특성 악화로 연결된다.

 

 

2. 표피 효과의 영향을 줄이는 리츠선

표피 효과의 영향을 줄이려면 도체 반지름이 전류 심도보다 작은 것이 좋다. 리츠선은 사진 2와 같이 좁은 소선을 몇 개 합쳐 꼬아서 마치 1개의 동선처럼 한 것이다.

 

▲사진 2. 가느다란 소선 몇 개
를 합쳐서 꼰 리츠선의 외관

 

리츠선을 사용하면 그림 23과 같이 같은 마무리 외경이라도 고주파 전류가 흐르는 영역이 넓어져 표피 효과의 영향을 억제할 수 있다.

 

▲그림 23. 표피 효과에 의한

도체 단면의 전류 개념

 

전류 심도의 식에서는 표면 전류의 0.368배로 되는 깊이를 산출했지만, 그보다 얕은 곳에서도 서서히 전류 밀도가 저하되어 간다. 좁은 선을 다수 합쳐서 꼰 것의 효율이 더 좋은 경향이다. 단, 리츠선을 사용할 때에는 다음과 같은 몇 가지 점에 주의해야 한다.

(1) 도체 단면적이 작아진다

그림 23의 예에서는 단선에 비해 리츠선이 1/3 지름인 것을 7개 합쳐서 꼬았다. 이 상태에서도 리츠선의 소선 반지름은 단선에 비해 1/3로 되어 있으므로 단면적은 1/9로 되고, 7개 합쳐서 꼬아도 합계 단면적은 단선의 7/9(약 78%)로 되어 버린다.

실제 리츠선에서는 절연 피막이 가산되고, 합쳐서 꼬는 가공 시 극간이 발생해 버린다는 점 때문에 마무리 외경에 대한 도체 단면적이 저하된다. 리츠선의 마무리 외경은 다음과 같은 식으로 계산할 수 있다.

단, D : 리츠선의 마무리 외경 [mm], n : 꼬는 개수, d : 소선의 마무리 외경 [mm]

소선의 수가 많을수록 실제 단면적은 작아지므로, 마무리 외경이 큰 리츠선을 사용해야 한다.

(2) 권선 작업에서의 문제

리츠선은 외주를 고정하고 있지 않으므로, 보빈에 감을 때 찌그러져서 타원이 되어 버린다. 때문에 동선의 폭이 마무리 외경보다 넓어져 보빈의 폭에 예정되어 있던 권수가 들어가지 않게 된다.

이 손상을 경감시키려면 리츠선의 꼬임 횟수를 많게 하여 꼬임 피치(모든 소선이 일주하는 선 길이)가 작은 것을 사용하는 것이 좋지만, 리츠선의 가공 코스트가 높아지고 트랜스의 재료비를 높이는 원인이 된다. 또 꼬는 수를 많게 하면 근접 효과에 의해 도체 저항이 증가하는 경우도 있다. 

 

 

 

 

 

스위칭 트랜스의 동선은 무엇을 선택하는 것이 좋은가?

 

 

1. 트랜스에는 주로 마그넷 와이어를 사용한다

트랜스에 사용되는 전선은 통상적으로 마그넷 와이어라 불리는 동선이다. 동선 표면은 폴리우레탄과 폴리에스테르 등의 수지로 피막을 구성한 것이며, 이웃한 전선과의 절연을 유지하면서 소재인 동을 산화 등으로부터 장기간 보호한다.

성막의 두께는 절연 성능에 따라 몇 가지 종류가 있는데 두꺼운 쪽부터 0종류, 1종류, 2종류로 분류되어 있다. 이러한 수치는 JIS C 3202에 의해 규격화되어 있다. 이 에나멜 피막에 의해 전선의 지름은 소재의 동선 지름보다 약간 커진다. 에나멜 피막을 포함한 전선의 외형을 마무리 외경이라고 하며 동선의 지름에 대해 각각 동선 지름보다 약간 큰 값으로 되어 있다.

 

 

2. 두께를 결정하는 포인트는 전류 밀도

동선의 두께는 그 권선에 흐르는 전류의 크기로 결정된다. 트랜스 메이커에서는 도체의 단위 단면적당 흘릴 수 있는 전류를 정한 후 와이어 지름을 결정한다. 이 단위 단면적당 허용 전류를 전류 밀도라고 한다.

스위칭 트랜스에서는 이 전류 밀도의 최대값을 3A/mm2∼5A/mm2로 해두는 경우가 많은 것 같다. 굵은 마그넷 와이어를 사용하면 동선이 줄어 온도 상승을 낮게 억제할 수 있고, 내부 임피던스가 낮아지므로 출력 전류를 증감시켰을 때의 전압 변동도 작아지지만 트랜스가 커진다.

가령 전류 밀도 3A/mm2로 설계하면 지름 1.0mm의 동선에서는 단면적이 0.785mm2이므로 허용 전류는 0.785×3＝2.356A로 된다. 보조 권선과 같이 권선의 전류가 매우 작을 경우에는 와이어 지름도 좁아서 좋지만, 권선 작업 중이나 기판에 설치한 후 진동에 의해 단선될 우려가 있으므로 최소값을 

0.2mm 정도로 한다.

 

 

3. 판정 기준은 온도와 자속 밀도

(1) 온도

안전 규격에서 정해진 절연 계급(E종, B종 등)이 판정 기준으로 된다. 트랜스의 온도는 저항법이라 불리는 방법으로 정확하게 측정하는데, 용적이 AC 트랜스에 비해 매우 작은 스위칭 트랜스에서는 비현실적이다. 그래서 안전 규격에서도 열전쌍에서 코일의 온도를 직접 계측하는 열전쌍법에 의한 측정을 허용하고 있다. 가장 높은 온도로 되면 예상되는 개소에 트랜스 작성 시 미리 열전쌍을 감아 넣어 온도를 측정한다.

시험 제작 검토 단계에서 몇 개의 트래스를 비교 평가해야 할 때에는 간단한 방법으로 표면의 코일 온도를 측정하여 10℃ 플러스한 값을 권선 온도로 가설정해 두면 된다.

코일 표면 온도와 최고 온도의 차이는 트랜스의 구조와 방열 환경에 따라 크게 바뀌므로 최종적으로 열전쌍을 가운데 설치하여 측정한다.

권선 온도가 규격값에 들어가지 않거나 또는 충분한 마진이 확보되지 않을 경우, 권선 지름을 굵게 하여 동손을 낮추는 것이 표준적인 대책 방법이다. 동손은 선 길이에 비례하므로 설계적으로 여유가 있다면 권수를 적게 하는 것도 한 가지 방법이다. 또 코어의 발열에 따라 권선 온도가 상승하는 경우도 있다. 이 경우에는 코어의 손실(철손)이 큰 상태이므로 코어의 자속 밀도를 내려 트랜스를 다시 설계하는 것을 권장한다.

(2) 자속 밀도

코어의 포화 자속 밀도를 초과한 상태에서 사용하면 트랜스가 포화하여 1차 측 권선 인덕턴스가 급격하게 감소하고 단락 상태로 되어 파손으로 이어진다.

특히 주의해야 할 점은, 전원 기동 시와 정지 시의 과도 상태이다. 기동 시 입력전압은 0V부터 서서히 상승하여 상정한 입력전압의 최소값 이하에서 동작하기 시작한다. 이 때 2차 측에도 전압이 발생하지 않으므로 전원은 설정된 값까지 출력전압을 상승시키도록 최대 듀티에서 동작하며 입력 전류값도 커진다. 이와 같은 조건에서 자기 포화에 의해 인덕턴스가 감소하고 대전류가 흘러 스위칭 트랜지스터가 파손되거나 입력 퓨즈가 용단되는 사고가 자주 발생한다.

※ 안전 규격에 관련 항목 있음 

 

 

 

 

 

트랜스의 권선 방법

 

 

스위칭 트랜스는 사진 3과 같은 보빈에 동선을 감아 작성한다. 대부분의 경우, 코어 메이커에서는 각각의 코어에 최적인 보빈을 코어와 함께 판매하고 있으므로 이것을 주문한다.

 

▲사진 3. 보빈의 외관 예

 

 

1. 트랜스 내부에서도 연면 거리를 고려해야 한다

그림 24는 트랜스의 단면을 나타낸 것이다. 트랜스는 동심원 형태로 감겨 있으므로 어떤 단면을 봐도 같은 구조로 되어 있으며, 트랜스의 내부 구조를 나타낼 때에는 이와 같이 단면을 반으로 한 것이 이용된다.

 

▲그림 24. 스위칭 트랜스의 단면도

 

트랜스의 내부 구조에도 공간 거리와 연면 거리로 이루어진 절연이 요구되므로 1차 권선과 2차 권선 사이에는 2중 절연에 상당하는 층간 절연 테이프를 감는다[그림 24(a)]. 또 보빈의 단에는 층간 절연 테이프가 밀착되어 있지 않으므로 연면 거리가 발생한다. 그래서 이 부분에는 각각의 권선층에 배리어 테이프(절연 배리어를 목적으로 사용되는 테이프)를 감아서 연면 거리를 확보하도록 한다[그림 24(b)].

핀에 있어서 감기가 시작된 부분과 감기가 끝난 부분은 단부까지 도체가 들어와 있으므로 필요한 연면 거리 이상의 폭을 가진 배리어 테이프를 감는다. 핀이 없는 쪽은 층간 절연 테이프의 안과 겉을 따라 연면 거리가 잡히는 것이 좋으므로 이쪽은 필요 거리의 1/2 이상 폭을 가진 배리어 테이프를 감는다. 또 단면 가까이에 다른 도체가 있을 경우에는 이 근접한 도체와 권선 사이에 공간 거리가 요구되므로 핀 쪽과 같은 폭의 배리어 테이프가 필요해질 수도 있다. 이와 같이 배리어 테이프가 감긴 상태에서, 마그넷 와이어가 감긴 영역의 보빈 폭 방향을 감는 폭, 보빈의 깊이 방향을 감는 높이라고 한다.

트랜스의 단면도에서 배리어 테이프가 차지하는 면적은 코어의 크기에 상관없이 적용되는 안전 규격으로 결정된다. 작은 사이즈의 트랜스에서는 배리어 테이프가 대부분을 차지하여 마그넷 와이어를 감을 공간이 거의 없어져 버린다. 그래서 이 문제를 해결하는 방법으로 3층 절연 전선이 개발되었다.

3층 절연 전선은 마그넷 와이어의 절연 피막을 3층으로 한 것으로, 전선 단체에서 규격 요구의 절연을 얻을 수 있다. 가격이 비싸고 피막이 두꺼워지므로 마무리 외경이 커지며 거기에 절연 피막이 땜납 열에서 녹아 버리므로 핀에 가까운 부분은 절연이 보증되지 않는다는 것이 문제이지만, 각종 절연 테이프를 필요로 하지 않으므로 권선 사이의 결합이 좋아지고 누설 인덕턴스를 작게 할 수 있다는 장점도 갖고 있다.

 

 

2. 권선 작업의 순서

먼저 가장 아래층을 감을 준비로 보빈의 단에 배리어 테이프를 감아 둔다. 배리어 테이프는 마그넷 와이어의 마무리 외경에 가까운 두께가 필요하므로 감아 붙이는 횟수를 줄이기 위해 절연성이 있고 내열성이 우수한 폴리에스테르 필름에 폴리에스테르 부직포 등을 겹친 콤비네이션 테이프를 사용한다.

다음에 마그넷 와이어의 단을 보빈의 핀에 감아 붙여 권선 작업에 착수하는데, 나중에 감는 권선의 다른 전위 부분과 접촉하지 않도록 보빈 내에 들어간 곳에서 크로스 오버(인출선과 권선부의 교차) 테이프를 붙인다. 작업성은 나빠지지만, 마그넷 와이어에 절연 튜브를 통과시키면 더 확실하게 절연할 수 있다. 크로스 오버 테이프는 감기가 시작된 부분을 고정하는 역할도 겸한다.

준비가 완료됐으므로 권선 작업을 시작한다. 감기가 시작되는 부분부터 권선을 깨끗하게 정렬시켜 감는 밀착 감기가 스위칭 트랜스에서 감는 방법의 기본이다. 서로 이웃한 권선에 올라앉거나 극간이 불규칙하게 되는 등 흐트러지게 감으면 다음 층의 권선 작업이 힘들어질 뿐만 아니라 쓸데없는 공간이 생겨 모든 권선이 감기지 않게 되거나 출력 전압과 노이즈의 특성이 바뀌어 버리는 경우가 있으므로 밀착해서 감도록 한다.

권선은 기본적으로 1층에서 감는 것으로 끝나지만, 1차 권선은 통상적으로 권수가 많고 1층에서 다 감을 수 없는 경우가 대부분이다. 이와 같은 때에는 반대 단까지 감은 후, 1층 위로 올라가 되돌려 감는다. 이 때 1층 째의 권선 위에 감는 폭과 같은 폭의 층간 절연 테이프를 1회 감는다[그림 24(c)]. 층간 절연 테이프로는 25㎛ 또는 50㎛ 두께의 폴리에스테르 필름 테이프가 많이 사용된다. 권선을 되돌려 감을 때 그 사이에 층간 절연 테이프를 넣음으로써 큰 전위차가 있는 권선 사이에 기능 절연을 마련함과 동시에 근접한 권선 사이의 부유 용량을 저감시켜 누설 인덕턴스를 작게 하는 효과를 얻을 수 있다. 또 1층 째의 권선 표면이 테이프에 의해 평평해지므로 2층 째의 권선 작업이 쉬워지며 잘 흐트러지지 않게 된다. 규정 권수를 다 감았다면 와이어단을 보빈 바깥으로 꺼내어 핀에 연결한다. 이 때 이미 감겨 있는 권선과 절연하면서 와이어를 고정하기 위해 감기가 끝난 부분에도 크로스 오버 테이프를 붙인다.

1층 감기가 끝났다면 보빈 폭과 같은 폭의 층간 절연 테이프를 감는다. 1차 권선 위에 2차 권선을 감을 경우나 그 반대일 때에는 2중 절연으로 되므로 층간 절연 테이프를 3턴 감는다. 2차 권선끼리 혹은 1차 권선끼리인 경우에는 1턴도 상관없다[그림 24(d)]. 층간 절연 테이프에 극간이 발생하지 않도록 테이프를 자르는 부분을 약간 겹치게 하는 것이 포인트이다.

1층 째가 끝나고 이어서 2층 째 이후도 1층 째와 마찬가지로 배리어 테이프를 감는 것으로 작업을 계속한다. 가장 위의 층까지 권선을 감았다면 최후에 외장 절연 테이프로 표면을 덮는다[그림 24(e)]. 외장 절연 테이프는 코어와 주변 부품과의 절연이 기본적으로 필요하므로 3턴 감아 2중 절연으로 하는 경우가 많다.

권선 작업은 이것으로 끝이다. 핀에 감은 마그넷 와이어를 전기적으로 접속하므로 핀 부분을 땜납조에 담그고 땜납의 열로 마그넷 와이어의 절연 피막을 녹이면서 핀과의 사이를 땜납 접속한다. 다음에는 코어를 설치하고 본드와 테이프로 고정하면 트랜스가 완성된다.

 

 

3. 바니시 함침하는 이유는 무엇인가?

트랜스에는 바니스 함침된 것이 있다. 이것은 권선 작업이 끝난 트랜스를 액체 상태의 바니스 수지에 한동안 담가 두고, 바니스 수지가 내부에 충분히 도달할 때까지 올려 고온 건조로 속에 몇 시간 방치한 후 바니스 수지를 경화시킨 것이다. 함침 처리는 바니스가 권선 사이에 침입하여 트랜스 내부의 공기층을 없앰으로써 권선의 온도가 트랜스 외부로 전달되기 쉽도록 하고, 먼지와 습기로부터 권선을 보호함으로써 절연성을 높일 목적으로 이용된다. 코어와 보빈의 극간에도 바니스가 충전되므로 권선뿐만 아니라 코어도 고정할 수 있으며, 트랜스에 발생하는 자기에 의한 진동을 억제하는 효과도 있다.

 

 

4. 서지 전압의 원인이 되는 누설 인덕턴스 억제

누설 인덕턴스는 1차 권선과 2차 권선의 자기적인 결합 정도가 내려가고, 2차 권선에 쇄교하지 않는 누설 자속에 의해 발생한다.

(1) 샌드위치 감기로 권선간 결합을 개선한다

한쪽 권선을 필요한 권수의 반만 먼저 감고 그 위에 다른 쪽 권선을 감은 후 남은 반을 감도록 다른 쪽 권선을 끼워 넣는 구조이다.

(2) 권선 폭의 차이는 스페이스 감기나 바이파일러 감기로 해결한다

스페이스 권선은 감기가 시작되는 부분과 끝나는 부분을 각각 권선 폭의 단으로 되도록 하고, 사이의 권선은 균등한 간격으로 극간을 비우고 감는 방법을 사용한다. 아래층의 권선을 둘러싸도록 나선 형태로 감겨 있으므로 반드시 아래층의 권선과 마주보고 있으며, 다른 권선 폭으로 감았을 때보다 결합이 우수하다.

바이파일러 감기(멀티 감기)는 복수의 가느다란 마그넷 와이어를 동시에 감고 이것을 병렬 접속하는 방법이다.

※ 안전 규격에 관련 항목 있음 

 

 

本 記事는 日本CQ出版社가 發行하는「トランジスタ技術」誌와의 著作權協定에 依據하여 提供받은 資料입니다.

 

 

출처: http://magazine.hellot.net/magz/article/articleDetail.do?flag=all&showType=showType1&articleId=ARTI_000000000036315&articleAllListSortType=sort_1&page=1&selectYearMonth=201007&subCtgId=