초보자를 위한 전자회로 체크 리스트 (Ⅱ) - 마이컴 & 디지털 회로 체크리스트

 

[전자기술] [기술특집] 초보자를 위한 전자회로 체크 리스트 (Ⅱ) - 마이컴 & 디지털 회로 체... | 2013년 10월

‌(마이컴의 기본) 전원 ON/OFF 직후의 마이컴 리셋 상태

 

1. 전원 전압이 불안정할 때 마이컴을 침묵시키는 ‘리셋’

마이컴은 전원 ON 직후나 OFF 후 전원 전압이 낮을 때 출력 단자의 “L”/“H” 상태가 안정되지 않는 경우가 있다.
출력 단자가 “L”이나 “H”로 되므로 전원 스위치를 ON하자마자 마이컴의 출력 단자 앞에 연결되어 있는 모터가 갑자기 회전하여 부상을 입는 사고가 일어날 수 있다. 이러한 트러블이 일어나지 않도록 전원 전압이 낮은 동안 마이컴이 폭주하지 않도록 해 주는 것이 리셋 IC이다. 리셋 IC는 전원 전압을 항상 감시하여 마이컴이 정상적으로 동작할 수 없는 낮은 전압이 되면 마이컴의 움직임을 정지시킨다.

 

2. 리셋 IC는 완벽하지 않다 … 대책은?

대부분의 리셋 IC는 전원 전압이 낮은 기간에 “L”을 계속 내보낸다. 그림 1은 전원이 상승할 때의 리셋 IC 출력 신호를 나타낸 것이다.

 

전원 전압 2.4V 이하에서는 “L”을 계속 출력하고 싶지만 0.8V 이하에서 일단 “H”로 된다. 그 후, 0.8~2.4V 사이는 기대한 것과 같이 “L”을 계속 출력한다. 그리고 2.4V에 도달한 후 “H”가 된다.
만약 마이컴이 전원 전압 0.8V 이하에서 움직이기 시작하면 역시 문제는 일어난다. 낮은 전원 전압에서 사용하는 것을 전제로 한 리셋 IC는 약 0.5V 이하에서만 이러한 “H”를 출력하지 않도록 개량되고 있다.

 

3. 다른 회로에 부정 신호가 들어가지 않도록 하는 방법

예를 들면, 마이컴에서 다른 IC를 확실하게 컨트롤하기 위해서는 그림 2와 같은 회로가 유효하다. 그림 2 하단의 리셋 IC가 없으면 전원을 투입할 때 마이컴이 상승하는 동안 다른 IC에 무엇을 출력할지 알 수 없다. 그래서 마이컴 동작이 안정될 때까지 리셋 IC로 확실하게 “L”을 유지해 둔다.

 

 ‌(마이컴의 기본) 외장 트랜지스터가 확실하게 ON/OFF 되고 있나?

 

1. h_FE＝20으로 설계하자

트랜지스터는 베이스 전압 V_BE가 0.6V 정도로 되면 베이스 전류가 흐르기 시작하여 h_FEI_B의 컬렉터 전류가 흐른다. 컬렉터와 전원(V_CC) 사이에 있는 저항 RC에 이 전류가 흐르면 컬렉터 저항에는 h_FEI_BR_C의 전압 강하가 발생한다. I_B가 충분히 크면 다음과 같은 관계가 되어 컬렉터 전압은 한없이 0V에 가까운 값이 된다.
h_FEI_BR_C ＞＞ V_CC

I_B가 충분히 큰 값이 되도록 하려면 마이컴 출력 단자와 베이스 사이의 저항값을 충분히 작게 해야 한다. 트랜지스터의 h_FE는 온도와 개체에 따라 다르다. 베이스 저항을 결정할 때에는 여유를 두고 20 정도로 계산한다. 즉, 컬렉터 전류(I_C)의 1/20의 전류를 베이스에 흘린다. 1/10 이하도 상관없지만 이렇게 하면 소비전류가 증가한다.

그림 3은 베이스 전류 I_B가 20mA와 100mA일 때의 컬렉터-이미터간 전압 V_CE의 변화이다. I_B＝20mA, h_FE＝50일 때, I_C는 1A이므로 V_CE는 0.15V에서 ON되었지만, h_FE는 온도가 올라가면 작아지고 V_CE가 조금씩 커져 ON이라고 말하기 어려워진다.

2. 설계 예

그림 4는 마이컴에 직접 연결할 수 없는 부하를 외장 트랜지스터를 통해 구동하고 있는 회로이다. 트랜지스터는 200mA를 출력하여 부하를 구동해야 한다. 전류증폭률 h_FE＝I_C/I_B＝20으로 설계해 본다. 베이스 전류 I_B는 다음과 같이 구할 수 있다.

I_B＝200mA/h_FE＝200mA/20＝10mA
전술한 바와 같이, 트랜지스터의 베이스와 이미터 사이의 전압 V_BE는 약 0.6V이다. R₃은 다음과 같이 구할 수 있다.
R₃＝(5V－0.6V)/10mA－50Ω
＝4.4V/10mA－50Ω＝390Ω

3. ON뿐 아니라 OFF도 확실하게 정한다

그림 4(b)는 트랜지스터를 OFF로 할 경우이다. 마이컴은 “L”을 출력하고 있다. 이 때, 트랜지스터의 베이스 전류가 완전하게 0A로 되어 확실하게 OFF되는지 확인하는 것도 중요하다. 트랜지스터는 컬렉터와 베이스 사이에 전압이 걸려 있으면 그림 4(b)의 빨간색 점선으로 표시한 리크 전류(I_CBO)가 흐른다. 대개 10㎂ 정도이다. 이 전류가 회색 점선과 같이 베이스에서 이미터로 흐르면 h_FE배된 컬렉터 전류가 흐른다. 확실하게 OFF하려면 베이스 전압을 0.2V 이하로 한다. 그림 4(b)에서 베이스 전압 V_B를 계산하면 다음과 같으므로 트랜지스터는 확실하게 OFF된다.

V_B＝10㎂×390Ω＝4.4mV
만약 베이스 저항이 50kΩ이나 있으면 베이스 전압 V_B[V]는 다음과 같이 되어 트랜지스터는 ON될 가능성이 있다. 베이스 저항값을 작게 한다.
V_B＝50kΩ×10㎂＝0.5V

 

 

‌(마이컴의 기본) 스위치 입력 신호의 요동

 

1. 문제점 ① … 스위치를 누르는 순간의 입력 전압은 요동친다

마이컴 입력 단자에 연결하는 스위치(푸시 스위치나 택트 스위치)를 누르면 입력 전압은 0V에서 5V로 올라간다. 언뜻 봤을 때 0V에서 5V로 쭉 깨끗하게 올라가고 있는 것 같지만, 오실로스코프로 자세히 살펴보면 버튼을 누른 직후의 입력 전압은 요동치고 있다(그림 5). 이것은 불과 수ms 사이에 스위치의 접점이 ON과 OFF를 반복하기 때문이다. 이 현상을 채터링이라고 한다.

MHz의 클록 신호에서 고속으로 동작하고 있는 마이컴은 접점 채터링을 알 까닭이 없다. 단 한 번 눌렀는데도 마이컴은 “L”/“H”의 요동을 그대로 스위치가 반복해서 눌렸다고 해석한다. 사람이 조작하는 스위치에서는 100ms 이상 채터링이 계속되는 경우가 있다.

 

2. 문제점 ② … 접점이 산화하면 채터링이 일어나기 쉬워진다

스위치나 릴레이의 접점은 금속이므로 산화하여 절연물이 접점 금속 위에 발생한다. 절연성을 가진 미세한 이물질이 접점에 부착되는 경우도 있다. 이물질은 접점에 전류를 흘리면 날아갈 수 있다.

3. 이물질 부착 대책

그림 6은 이물질과 채터링 대책 회로를 나타낸 것이다. 접점에는 최소 1mA 이상의 전류가 흐를 경우 신뢰성이 높아진다. 기준은 5배인 5mA이다. R₁[Ω]은 다음과 같다.
R₁＝5V/5mA＝1kΩ

4. 채터링 대책

접점의 채터링 시간을 2ms 이하로 가정한다. 입력 파형을 둔화시키고 싶지 않으므로 큰 저항이나 콘덴서를 접속하고 싶지 않다. 이럴 때는 슈미트 트리거 IC를 사용한다.

그림 6과 같이 아날로그 회로에서 스위치가 OFF → ON으로 천이하는 시간을 10ms 이상 확보한다. C₁은 ＋5V로 충전되고 있는 R₂를 경유하여 방전한다. R₁의 상수는 방전시간과 관계없다.

슈미트 트리거 IC가 “H”→“L”로 반전되는 입력 전압의 임계값은 전원 전압(5V)의 60%(3V)이다. 그림 7에서 지연시간 t_D[s]는 다음과 같은 식으로 정한다.

t_D＝0.5CR
이 경우에도 OFF → ON으로 반전될 때까지 10ms를 확보한다. R₂＝10kΩ을 먼저 정하고 용량 C₁을 계산하면 다음 식과 같다.
t_D＝0.5×R₁C₁＝0.5×10kΩ×C₁ ≧ 10ms
식을 변형하면 다음과 같이 된다.
C₁ ≧ 10ms/5kΩ＝2㎌

R₃은 전류 제한 저항이다. C₁이 충전되는 사이에 마이컴 전원이 떨어져 슈미트 IC의 보호 다이오드를 경유하여 C₁에서 ＋5V로 전류가 흐르는 경우가 있다. R₃은 이 전류를 줄인다.

 

 ‌(인터페이스) 전원 전압이 낮은 IC와 접속할 때의 입력 인터페이스 설계

 

1. 전원 전압이 다른 IC끼리 직접 접속할 경우 주의한다

전원 전압이 2V 전후에서 동작하는 디지털 IC나 모듈이 출력하는 신호의 진폭은 전원 전압과 같은 정도인 2V 전후이다. 이러한 IC를 5V 동작의 마이컴(“H” 판정 임계값은 3.5V)과 직접 연결하면 신호의 진폭이 부족하여 마이컴은 입력 신호가 “L”인지 “H”인지 판정하지 못해 통신에 실패한다.

2. 트랜지스터 1석으로 만드는 레벨 시프터

이럴 때는 그림 8과 같이 1석 트랜지스터 회로를 입력부에 추가하여 2V 신호를 5V까지 증폭한다. 이 회로는 입력 신호의 전압이 트랜지스터가 ON되는 베이스-이미터간 전압(약 0.6V)보다 크면 증폭 동작을 시작한다.

(1) 베이스와 그라운드 사이에 저항을 넣는다

그림 8과 같이 IC_A의 출력 회로가 오픈 드레인 타입형인 경우, Q1이 OFF일 때 Tr₁의 입력 신호 라인(베이스)의 임피던스가 너무 높아져 케이블 등에 작은 잡음이 들어오기 쉬워진다. 잡음이 들어오면 OFF되어야 할 트랜지스터가 ON되어 마이컴에 신호로 전달된다. R_E는 이 트러블을 방지하는 저항이다.

3. 트랜지스터 레벨 시프터의 상수를 결정하는 방법

트랜지스터의 컬렉터와 마이컴 사이의 배선에는 용량 성분이 있으므로 파형이 둔해진다. 마이컴 입력 상승 시간 τ[s]와 부유용량 C[F], 컬렉터 저항 RC[Ω] 사이에 다음과 같은 관계가 성립하도록 상수를 정한다.
RC ＜ τ/C

(1) ‌컬렉터 저항 RC … 파형이 둔해지는 정도를 보고 결정한다

부유용량 C가 20pF 있고 상승 시간 τ를 100ns 이하로 하고싶을 경우, 다음과 같은 식에서 RC를 5kΩ 이하로 해야 한다. 트랜지스터 자체의 응답이 지연되지 않도록 RC의 값은 5kΩ보다 충분히 작은 500Ω으로 한다.
RC ＜ 100ns/20ps

(2) 베이스-그라운드간 저항 R_E

트랜지스터는 OFF되어 있을 때에도 컬렉터에서 베이스를 향해 미세한 전류가 흐른다. 이 전류가 너무 커지거나 베이스와 그라운드 사이에 넣은 저항 R_E가 너무 커지면 베이스 전위가 상승하여 제멋대로 ON되어 버린다.
그림 8의 2SC2712는 OFF되어 있을 때 컬렉터에서 베이스로 흐르는 리크 전류(I_CBO)가 0.1㎂인 트랜지스터이다. 여기서는 마진을 보고 리크 전류가 0.1㎂의 10배인 1㎂가 되어도 ON되지 않도록 설계한다. R_E에 1㎂ 흘러도 베이스-이미터간 전압이 0.2V 이하로 되어 확실하게 트랜지스터가 OFF되는 R_E[Ω]는 다음과 같은 식으로 구할 수 있다.

R_E ≦ 0.2V/1㎂＝200kΩ
그림 8에서는 마진을 보고 R_E를 100kΩ으로 했다.

(3) 베이스 저항 RB … 트랜지스터를 ON시키는 조건

컬렉터 전류 I_C[A]는 다음 식에서 10mA이다.
I_C＝5V/500Ω＝10mA
전류증폭률 h_FE(＝I_C/I_B)를 10~30이라고 생각해 두면 온도 변동이나 편차를 고려하지 않아도 확실하게 ON시킬 수 있다. 여유를 보고 10으로 생각한다. 베이스 전류 I_B[A]는 다읍 식과 같이 1mA로 구해진다.
I_B＝I_C/h_FE＝10mA/10＝1mA
트랜지스터는 베이스-이미터 사이에 0.6V 이상의 전류를 가하면 ON되지만, 이 전압은 온도나 컬렉터 전류에 의해 변동하므로 여유를 보고 0.8V의 전압이 가해지도록 설계한다.

ON일 때 R_E에 0.8V의 전압이 가해지도록 하려면 R_E에 다음 식과 같이 흘려야 한다.
I_RE＝0.8V/R_E＝0.8V/100kΩ＝8㎂
입력 전압이 2V일 때, RB에 가해지는 것은 2V와 V_BE(0.8V)의 차(1.2V)이다. 이 상태에서 RB에 1.008mA(＝I_B＋I_RE)의 전류가 흐르면 된다.
RB ≦ 1.2V/1.008mA＝1.19kΩ
딱 떨어지게 RB＝1kΩ이라고 해도 된다.

 ‌(인터페이스) 전원 전압이 낮은 IC와 접속할  때의 출력 인터페이스 설계

 

1. 저항 분압 회로를 통해 접속

전원 전압이 5V인 마이컴과 3V인 IC를 접속할 때에는 그림 9에 나타난 저항 분압 회로에서 0~5V의 신호를 0~3V로 낮춘다.

2. 전송할 수 있는 주파수의 상한을 확인해 둔다

로직 IC의 입력부에는 10pF 정도의 입력 용량이 있으며 분압 회로와 CR 필터 회로를 형성한다. 이 영향으로 신호가 둔해진다.

로직 IC에서 마이컴과 저항 분압 회로 쪽을 보면 마이컴과 저항 분압 회로는 출력 임피던스가 R₁//R₂의 방형파 신호원으로 보인다. 주고받는 신호가 별로 둔하지 않은 직사각형파라고 가정하면 지연시간 t_D[s]는 다음과 같은 식으로 구할 수 있다.

t_D＝R₁//R₂×10pF＝(2kΩ×3kΩ)/(2kΩ＋3kΩ)×10pF＝1.2kΩ×10pF＝12ns
신호가 겨우 로직 신호에 전달되는 90% 상승 시간은 방금 전의 식에 계수 2.3을 곱한다.
t_D＝2.3×R₁//R₂×10pF＝27.6ns
통과시키는 주파수 f[MHz]는 다음 식에서 18MHz로 구해진다. 주파수는 펄스폭 2배의 역수이다.
f‌＝1/{2×(2.3×R₁//R₂×10pF)} 
＝1/[2×(2.3×12ns)]＝18MHz

“H”와 “L”의 펄스폭은 t_D 이상이어야 한다. 통신하는 파형의 듀티비가 50%라면 18MHz까지 통과하지만 33%라면 2/3인 12MHz가 통과하는 최고 주파수이다.
부유용량이나 듀티비의 오차, 입력 파형의 둔화를 고려했을 때 듀티비 50%의 신호라면 15MHz, 33%라면 10MHz가 최고 주파수이다.

3. 저항 1개의 아크로뱃 인터페이스

그림 10은 그림 9의 R₂를 생략한 회로이다. 전원 전압이 낮은 IC와 연결할 경우, 이러한 회로도 없지는 않다.
수신 측 전원 전압이 3V인 로직 IC의 입력부에 있는 보호 다이오드에 흐르는 전류는 1mA 이하로 되면 래치업 등이 일어나는 경우가 없다. 여유를 보고 0.1mA 이하로 해 두면 안전할 것이다.
R₁[Ω]의 저항값은 입력 보호용 다이오드인 V_F를 0.6V로 하고 전류를 1mA 이하로 하면 다음과 같이 구할 수 있다.

R₁ ‌≧ (5V－3V－V_F)/1mA 
＝(5V－3V－0.6V)/1mA＝1.4kΩ
여유를 가지고 1mA 이하로 되도록 R₁은 2kΩ 이상이 적당하다. 전송할 수 있는 주파수의 상한을 확인해 보자. 전송 신호의 직사각형파가 최대 진폭의 90%로 상승하는 데 걸리는 시간 t_D[s]는 저항 R₁을 2kΩ, 입력 용량 C를 10pF이라고 할 경우 다음과 같이 된다.

t_D＝2.3×2kΩ×10pF＝46ns
이 펄스폭이라면 신호가 간신히 통과한다. 주기는 펄스폭의 2배이므로 주파수 f[MHz]는 다음과 같다.
f＝1/[2×2.3×R×C)]≒11MHz
듀티비가 50%라면 최대 11MHz, 33%라면 약 2/3인 최대 7MHz이다.

 

 ‌(인터페이스) 여러 개의 IC가 하나의 신호선을 공유하는 버스의 경쟁

 

그림 11은 1개의 신호선(패스)을 여러 개의 IC가 공유하고 있는 예이다. 예를 들면, IC₂~IC₅ 출력의 저항이 높아졌을 때 IC₁이 신호원으로 되어 신호선을 점유하고 그 전위를 “H”나 “L”로 변화시킨다. 이러한 버스를 만들 때 이용하는 버퍼 IC는 낮은 임피던스에서 다시 출력할 뿐만 아니라 “L”도 아니고 “H”도 아닌 ‘아무 것도 출력하지 않는 고저항 상태’가 되는 3스테이트 버퍼를 사용해야 한다(그림 12).

실제 3스테이트 버퍼는 TC74HC125나 반전 3스테이트 버퍼 TC74HC240이 유명하다. 3스테이트 버퍼 IC의 출력은 “H”와 “L”, 고저항(HiZ)의 3가지 상태가 있다. 제어 신호 입력 단자 G를 “H”로 하면 출력 회로의 P채널 MOSEFT과 N채널 MOSFET 모두 OFF로 되어 고저항 출력 상태가 된다. 제어 신호 입력 단자 G를 “L”로 하면 입력과 동일한 극성에서 “H”나 “L”이 출력된다.

 ‌(마이컴의 기본) 발진 회로 주위의 프린트 패턴

 

그림 13은 수정 진동자나 세라믹 진동자를 사용한 클릭 회로이다. 프린트 패턴의 저항은 공진 전류를 열로 변화시키므로 발진이 감쇠하는 요인이 된다. 앰프는 감쇠한 만큼 보충하는 전력(공진용 전류)을 C2에 공급한다. 앰프는 C₁의 전압을 받아 좋은 타이밍에 출력을 반전시킨다. 이러한 동작에 의해 진동자와 2개의 콘덴서로 형성되어 있는 회로는 공진한다.

이 회로가 만드는 루프 패턴에 흐르는 전류는 의외로 커서 루프 면적이 클 경우 노이즈로 되어 방사하기 쉬워진다. 반대로 잡음도 혼입되기 쉬어 발진주파수가 변동하는 원인이 되기도 한다. 루프 면적은 어쨌든 작아야 한다. 그림 13의 회색 부분은 임피던스가 높은 배선으로 최대한 짧게 배선한다. 공간에 여유가 없을 때 스루홀에서 다른 층으로 가져가도 좋은 것은 빨간 색 부분뿐이다.

다른 회로의 프린트 패턴과의 거리도 최대한 생각하여 용량 결합을 줄인다. 또한, 패턴은 기판 표면층에서 배선한다. 다층 기판에서는 발진 회로를 구성하는 부품 바로 아래의 도체층을 베타 패턴으로 할 것을 권장하는 경우도 있지만, 부유용량이 증가하여 역효과가 날 가능성이 있다.

 ‌(마이컴의 기본) 확실한 입력 신호의 “L”/“H” 판정

 

1. 마이컴은 어중간한 전압을 싫어한다  

… “L”/“H”를 구별하지 못해 혼란스러워진다
마이컴 입력 단자의 내부 회로(등가 회로)는 그림 14와 같이 되어 있다.

P채널 MOSFET은 입력 전압이 “L”일 때 ON된다(N채널 MOSFET은 OFF). 반대로 N채널 MOSFET은 입력이 “H”일 때 ON된다(P채널 MOSFET은 OFF).
그림 15와 같이 마이컴이 입력 신호를 “H”라고 판정할 때의 입력 전압은 전원 전압(V_CC)의 70~100%이다. “L”로 판정하는 전압은 그라운드(0V)에서 30%의 범위이다. 반대로 말하면 전원 전압의 30~70% 범위의 전압이 입력되면 마이컴은 “H”인지 “L”인지를 판정할 수 있다. 
마이컴 입력 회로를 설계할 때에는 이와 같은 점을 우선 염두에 두어야 한다.

 

2. 전원 전압이 동일한 IC와의 접속이라고 해서 방심해서는 안 된다

(1) ‌5V 전원 IC끼리의 접속이라면 1.5V까지의 노이즈를 견딜 수 있다
그림 14와 같이 마이컴 앞단에 있는 로직 IC(예를 들면, 디지털 인터페이스의 원칩 센서 IC 등)의 출력 단자 내부 회로는 입력 회로와 구성이 같다. 이 회로의 동작을 생각하면 알 수 있듯이, 출력 회로가 “L”로 되었을 때 마이컴의 입력 전압은 전원 전압의 0%(0V), “H”를 출력할 때는 전원 전압의 100%(5V)이다.

마이컴과 로직 IC 모두 내부 트랜지스터가 CMOS 구조이고, 전원 전압이 동일하면 마이컴의 입력 신호는 0V ⇔ 5V에서 변화하여 마이컴은 확실하게 “L”/“H”를 구별한다. 전원 전압의 30%(1.5V)까지는 신호 전압이 변동하거나 잡음이 실려도 마이컴이 “L”/“H”를 잘못 판단하는 경우는 없다. 이 30%의 전압을 노이즈 마진이라고 한다.

 

(2) 1.5V로는 마진이 충분하지 않다는 것을 증명

그림 16과 같이 기판 사이에서 IC를 접속할 때는 이 마진은 결코 충분하지 않다. 
빨간색 점선과 같이 기판과 기판 사이의 케이블에 큰 전류가 흐르면 기판 사이에 무시할 수 없는 전압차가 발생하여 전압 마진을 갉아먹게 된다.
그림 17에 나타난 바와 같이 배선은 저항 성분뿐만 아니라 인덕턴스 성분(기생 인덕턴스라고 한다)도 갖고 있다. 배선 길이가 10cm일 경우 인덕턴스는 약 100nH, 100cm일 경우 1μH이다. 
일반적인 CMOS IC의 출력 저항은 약 50Ω, 전류 상승 시간은 5ns 이하이다. 5ns 사이에 0.1A(＝5V/50Ω)의 전류가 흐른다고 하면 이 기생 인덕턴스에 발생하는 전압 VL[V]은 다음과 같다.

－2V가 발생하는 것은 순간이기는 하지만 전압 마진을 줄이는 요인이 된다.

(3) 인덕턴스의 영향을 최대한 줄인다

그림 18과 같이 신호선과 전원선을 가까운 거리에 배치하여 전류 리턴선으로 만들면 기생 인덕턴스의 값을 몇 분의 1로 줄일 수 있다. 리턴선은 전원선이든 그라운드선이든 같은 효과를 얻을 수 있다.

 

(4) 전원의 대전류 영향을 줄인다

대전류가 흐를 경우, 그림 18에 나타난 바와 같은 리턴선에 흐르지 않도록 다른 그라운드선을 설치한다. 이 그라운드선을 신호 측 기판과 마이컴 기판의 기준으로 하지 않는 것이다. 빨간색으로 ×표를 한 선을 제거하고 점선의 그라운드 배선을 추가한다.

(인터페이스) 바이폴러 트랜지스터형 로직 IC의 노이즈 마진은 단 0.4V

앞에서 설명했듯이 CMOS IC는 1.5V의 노이즈 마진을 갖고 있지만 바이폴러 트랜지스터로 구성된 TTL IC의 노이즈 마진은 전원 전압에 대해 8%(0.4V)밖에 없다(그림 A).
74HCT00은 TTL IC와 직접 연결하는 것을 고려한 CMOS IC이다. “H” 입력은 전원 전압의 40%(2V) 이상, “L” 입력은 전원 전압의 16%(0.8V) 이하이다. ( ) 안은 VCC가 5V일 때이다. HCT의 “T”는 TTL IC와 접속 가능하다는 것을 의미한다. 
CMOS 범용 로직 IC인 4000시리즈는 3~18V로 동작할 수 있지만, 바이폴러 트랜지스터로 만들어진 TTL IC의 동작 전압 범위는 5V±10%이므로 전원 전압에 선택의 여지가 없다.

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(마이컴의 기본) 마이컴의 디지털계와 아날로그계 전원

 

대부분의 마이컴은 I/O 회로용과 CPU/메모리용 전원 단자가 별도로 준비되어 있다. 대체적으로 전압도 같은 ＋5V이다.

모두 디지털 회로여서 바이패스 콘덴서를 하나로 끝내면 CPU가 큰 처리 전류를 소비했을 때 노이즈 마진이 줄어 통신 에러가 일어나는 경우가 있다. 바이패스 콘덴서는 각 단자에 1개씩 넣어야 한다(그림 19).
바이패스 콘덴서는 세라믹 콘덴서의 1㎌ 등이 좋다. 470p~1000pF의 소용량 고주파용 콘덴서를 추가하는 것은 대전류를 소비하는 고속, 고성능 마이컴이 아닌 한 별로 필요가 없다. 대부분은 0.1㎌의 세라믹 콘덴서 여러 개를 병렬로 하는 편이 간단하고 유효하다.

‌(인터페이스) 최근 아날로그 스위치의 ON 저항은 예전의 1/100

 

그림 B는 1채널 아날로그 스위치 IC TC7S66F의 기능도와 내부 블록도이다. 아날로그 스위치는, 제어 단자(Cont) “H”로 하면 내부 스위치가 ON되어 입력 단자와 출력 단자가 접속되고 전류가 흐른다. Cont 단자를 “L”로 하면 분리되어 전류가 제로가 된다.
그림 C는 좀 더 상세한 아날로그 IC 안의 스위치 회로이다. 스위치부는 소스-드레인 사이를 역방향으로 OFF할 수 있도록 연구된 MOSFET 2개가 쌍으로 되어 있다.
신호 전압은 0~VP 사이인 것이 조건이다. ON하면 전류를 흘릴 수 있다. IC 내에서는 이런 식으로 MOSFET을 사용할 수 있다.
아날로그 스위치의 경우 온저항이 100Ω 등으로 크다는 것이 고민이었지만, 최근에는 1Ω 이하 타입[ADG801, 그림 C(b)]도 있다. OFF의 저항값은 대표값이 1GΩ을 넘는 IC도 있다.

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(프린트 기판) 프린트 패턴의 저항값을 구하는 방법

 

1. 저항값＝길이÷폭
프린트 기판의 배선 패턴 저항값 RP[Ω]는 다음과 같은 식으로 구할 수 있다.
RP＝길이÷폭÷두께÷구리전도율
프린트 패턴의 동박 두께를 18㎲, 폭을 1mm, 길이를 1mm, 구리의 도전율을 58000S/min이라고 하면, 배선 저항은 다음과 같이 구할 수 있다.
RP＝1÷1÷0.018÷58000≑0.96mΩ≒1mΩ
이 계산 결과에서 알 수 있듯이 동박 두께가 18㎛라면 다음과 같이 간단한 식으로 구할 수 있다. 
RP[mΩ]≒길이/폭
길이와 폭이 같은 패턴이라면 약 1mΩ이다. 이 저항값인 것을 시트 저항이라고 하며, 1mΩ/□라고 쓰는 경우도 있다. 동박이 35㎛ 두께라면 절반인 0.5mΩ/□, 70㎛ 두께라면 0.25mΩ/□이다.

 

2. 배선 저항의 계산 예

(1) 5cm 패턴에 100mA 흐르면 5mV 강하
동박 두께 18㎛, 폭 1mm, 길이 50mm의 그라운드 패턴 저항값은 약 50mΩ이다. 기판 위에 다양한 회로가 있어 리턴 전류가 흐르는 그라운드 패턴도 이 정도의 저항값을 갖고 있는 경우가 있다. 이 패턴에 회로 어딘가의 리턴 전류(100mA)가 흐르면 5mV의 전압 강하가 발생한다. 아날로그 회로라면 치명적인 문제가 되는 크기이다.

(2) 스루홀
스루홀은 프린트 기판의 층과 층을 연결하는 배선 구멍을 말한다. 구멍 안쪽은 도금되어 있다(사진 1).
그림 D와 같이 구멍지름 0.2mm, 구멍 도금 두께 25㎛, 기판 두께 1mm라고 하자. 스루홀의 경우 길이가 1mm, 폭이 구리 도금의 원주 길이 0.2mm×π, 두께가 25㎛인 판 형태의 도체와 같다고 생각하면, 그 저항값 R[Ω]은 앞의 항과 동일한 식으로 구할 수 있으며, 1.1mΩ이라는 것을 알 수 있다.

R＝1÷0.2÷π÷0.025÷구리 도전율≒1.1mΩ
특히 구멍 지름이 작은 스루홀 근처에서는 패턴 폭이 좁아져 전류 밀도가 높아진다. 저항이 큰 부분에 대전류가 흐르므로 전압 강하가 커진다. 스루홀에 접속하는 2층 도체 각각에서 그림 E와 같은 전류의 집산이 일어난다. 
베타 패턴 내의 직경 2mm 위치에서 위의 스루홀을 통과하고 반대층 직경 2mm의 위치에 전류가 흩어질 때까지의 저항값[Ω]을 계산하면 다음과 같다.
＝≒0.35mΩ

스루홀에 접속하는 층 각각에서 0.35mΩ이므로 합계 0.7mΩ이다.

 

 

(마이컴의 기본) 3V 전원과 5V 전원의 상승/하강 시퀀스

 

1. ＋3V계 전원이 ＋5V계 IC를 파괴한다

그림 20은 전원 전압이 3V인 IC_A와 5V인 IC_B가 직결된 회로이다. IC_B는 IC_A보다 전원 전압이 높으므로, IC_A에서 IC_B로 전류가 흘러 IC_B가 래치업 파괴를 일으킨다고는 꿈에도 생각하지 못할 것이다. 그러나 래치업은 실제로 일어난다. 간과한 것은 5V 전원과 3V 전원이 상승, 하강하는 순서이다.

 

(1) 전원 ON일 때

그림 21(a)와 같이 5V 전원과 3.3V 전원이 고저의 관계를 유지하면서 상승하면 문제가 없다. 그러나 5V 전원 라인에 바이패스 콘덴서가 많이 접속되어 3.3V 전원 라인보다 부하가 무거우면, 그림 21(b)와 같이 낮은 전원 전압 쪽이 먼저 상승한다. 3.3V 전원이 먼저 상승하면 ＋5V계 IC_B에 내장된 보호 다이오드에 전류가 흘러 래치업하는 경우가 있다. IC가 일단 래치업하면 쇼트 전류는 멈추지 않는다. 전원 전압이 상승하여 3.3V보다 높아져도 전류값은 계속 증가하여 파괴되는 경우가 있다.

 

(2) 전원 OFF일 때

＋3V 전원 라인의 바이패스 콘덴서가 많고, ＋5V 전원 라인의 부하가 무거우면 그림 22와 같이 ＋5V 쪽이 3.3V보다 빨리 저하되는 경우가 있다. 이 상태에서는 그림 23에 나타난 경로에서 IC_B의 보호 다이오드에 3.3V 전원으로부터 전류가 흘러 래치업이 일어난다. 전압이 다 떨어지지 않은 사이에 전원이 ON되어 다시 전원이 상승하면, IC_B는 래치업한 상태로 발열하여 파괴된다.

 

(3) 전원 순단

그림 24와 같이 전원 단자에 쇼트 등 이상이 발생하여 큰 전류가 흐르면 5V가 3.3V보다 낮아지는 기간이 생긴다. 이 현상을 ‘전원 순시단(순단)’이라고 한다. ＋5V 전원 전압만 순단하고 ＋3V 전원은 바이패스 콘덴서가 크거나 소비전류가 작다는 등의 차이로 전원이 저하되지 않을 경우 ＋5V계 CMOS IC의 보호 다이오드에 전류가 흘러 래치업이 일어날 수 있다. 래치업이 일어난 후 ＋5V의 전원 전압이 회복되면 래치업으로 인해 흐르는 쇼트 전류값은 더 증가한다.

 

 

2. 대책

(1) 래치업하지 않는 톨러런트형 버퍼 IC를 사용한다
그림 25와 같이 보호 다이오드에 전류가 흘러도 래치업이 일어나지 않는 기능인 ‘톨러런트’를 가진 버퍼 IC를 사용하면 해결할 수 있다. 고속성도 손상되지 않는다.

(2) 저항을 넣는다
그림 26과 같이 수백Ω의 전류 제한 저항을 추가하는 방법도 있다. 
＋5V계 CMOS IC의 보호 다이오드로 전류가 흐르지만, 10mA 이하라면 래치업하지 않는 IC가 많다. 3V에서 전류값 10mA 이하라면 좋겠지만, 다음 식에서 삽입해야 할 저항값은 300Ω으로 구해진다.
R ＞ 3V/10mA＝300Ω
마진을 고려하면 470~1kΩ 이상이 좋을 것이다. R을 1kΩ, ＋5V계 CMOS IC의 입력 용량을 10pF이라고 하면 지연시간 t_D[s]는 다음 식과 같으므로, 고속성은 다소 희생되지만 파괴되는 것을 막는다는 점에서는 가장 확실하다.

t_D≒(1~2)RC＝(1~2)×1kΩ×10pF＝10n~20ns

(3) 외장 다이오드로 IC 입력 단자 보호

그림 27과 같이 보호 다이오드와 병렬로 순방향 전압이 작은 쇼트키 배리어 다이오드를 넣으면 확실하다.

(4) 3V와 5V 2개의 레귤레이터 사이에 다이오드를 넣는다

그림 28과 같이 전원 레귤레이터로 대책을 세우는 방법도 있다. 2개의 레귤레이터 출력에 다이오드를 삽입하고 ＋5V와 ＋3V의 전압차가 위험한 값이 되지 않도록 제한한다.
전원 시퀀스뿐만 아니라 그림 29와 같이 잡음을 감쇠시키는 RC 회로가 원인이어도 래치업의 위험성이 있다. 이와 같은 때에도 470Ω의 저항이 유효하다.

 

 ‌(프린트 기판) 고속 신호의 귀로 ‘리턴’ 확보
 
고속 신호가 통과하는 프린트 패턴이 1개만 있어도 기판 잡음 문제가 발생한다. 
고속 신호는 상승부에 링잉이 나오는 경우도 많아 가까이 있는 도체(프린트 패턴 등)에 간섭한다.

단자가 많은 마이컴에서는 많은 출력 선과 버스 선이 나와 있어 여러 개의 고속 신호가 동시에 ON되는 경우도 드물지 않다. 1개도 문제인데 여러 개가 한 번에 ON되면 틀림없이 큰 잡음 문제가 발생한다.

 

1. 노이즈의 귀로를 가능한 한 준비해 둔다

마이컴의 I/O 회로용 전원에 0.1㎌ 정도 이상의 세라믹 콘덴서(바이패스 콘덴서)가 들어 있는지 확인한다. 바이패스 콘덴서와 마이컴 사이의 패턴은 짧은 패턴으로 접속한다. 또한, 바이패스 콘덴서와 마이컴의 I/O 회로를 통과하는 전류의 리턴부 패턴을 베타로 한다. 사정상 베타 그라운드로 할 수 없을 경우에는 작은 그물코 형태의 프린트 패턴으로 한다(그림 30).

그림 30에 나타난 빨간색 선은 그물코 형태의 리턴선 예이다. 가느다란 선으로 그렸지만 한 개 한 개가 2mm 이상 두꺼우면 더 좋다. 공간 사정상 그림 30도 불가능하다면 그림 31과 같이 신호선에 걸치도록 리턴선끼리 가능한 한 접속해 둔다.

빨간색 선과 점선도 접속하며, 리턴선에 둘러싸인 영역에 겹치는 부분에서 신호선을 통과시킬 수 있다면 그물코 패턴 대책에 가까운 효과를 얻을 수 있다. 이것은 ‘신호선 좌우에 리턴 전류가 흐르는 도체가 있는’ 것이 유효하다. 리턴용 패턴이 효과적인 것은 자연스럽게 그러한 상태가 만들어지기 때문이다.

(1) 케이블은 신호 1개에 리턴선 1개

기판 밖으로 나오면 신호선과 리턴선(GND선)은 서로 가까운 위치에서 평행하도록 한다(그림 32). 신호선이 16개라면 16개의 신호선을 가지고 가까운 위치에서 평행하게 배선한다.
16개의 리턴선이 불가능하다면 8개, 8개도 무리라면 5개로 줄이는 수밖에 없지만 잡음은 그만큼 증가한다. 어쨌든 모든 신호선이 리턴선에서 멀어지지 않도록 연구한다.

2. 잡음을 줄이는 방법

① 짧게 배선한다. 두꺼울수록 좋다
② 리턴선을 가까이에 배치한다
③ 리턴 배선 수를 신호선과 동일한 수로 한다
이 3가지 대책이 유효한 이유는 신호선과 리턴선이 만드는 전류 루프의 면적이 작아지고 또한 인덕턴스가 줄어들기 때문이다. 디지털 신호 파형의 왜곡도 작아져 확실하게 신호가 전달된다. 이 3가지 대책은 마이컴 기판 제작에 있어서 기본 중의 기본이다.

인덕턴스는 길이에 비례한다. 두께에 대해서는 10배로 하더라도 인덕턴스는 1/3 정도로 작아질 뿐이다.

 

 ‌(마이컴의 기본) 입력 신호의 상승 신호 정형

 

1. 마이컴은 전원 전압 절반 정도의 입력 전압이 약점이다

마이컴은 입력 단자에 전원 전압의 100%(5V) 또는 0%(0V)를 가해 사용하는 것이 일반적이지만, 그 절반의 전압을 가하면 전원에서 그라운드를 향해 작지 않은 전류가 흐른다.

이 전류를 관통 전류라고 하며 마이컴의 발열이나 시스템 전체 소비전류의 증가 원인이 된다. 이 관통 전류와 입력 전압의 관계를 그래프로 그리면 그림 33과 같다.

관통 전류가 흘러도 되는 경우는 없다. 소비전류가 증가하여 마이컴이 발열할 뿐이다. 마이컴에 입력하는 신호의 전압을 전원 전압 100% 또는 0%로 확정시키는 당연한 일을 철저하게 해두어야 한다.

 

2. 잡음이 섞이면 천천히 상승하는 신호도 약점이다

만약 전원 전압과 그라운드의 중간 전압이나 정현파를 입력하면 동작 원리대로 그 전압을 증폭한다.
그림 34와 같이 작은 잡음이 실려 천천히 상승하는 디지털 신호가 입력되면 잡음 레벨과 신호 레벨이 균형을 맞춘 상승 초기에 MOSFET이 ON과 OFF를 반복해 요동을 친다. 요동은 기판 전체의 전원이나 그라운드를 불안정하게 하거나 잡음 발생의 원인이 되기도 한다. 전지가 중요한 휴대기기에서는 중간 전압이나 느린 파형을 마이컴에 입력하는 신호가 있을 경우 소비전류를 확인한다.

3. 입력 회로 내부에 있는 트랜지스터의 동작을 생각하면 당연한 일이다

마이컴의 입력 회로를 구성하고 있는 N채널 MOSFET과 P채널 MOSFET은 한쪽이 ON되었을 때 다른 한쪽은 OFF된다. 
전원 전압과 그라운드의 중간 전압, 예를 들어 2.5V가 입력되면 N채널 MOSFET과 P채널 MOSFET은 모두 어중간하게 ON 상태로 된다. 전원 → P채널 MOSFET → N채널 MOSFET의 경로로 전류(관통 전류)가 계속 흐른다.
입력 회로는 아날로그 신호를 증폭할 수 있는 훌륭한 MOSFET 앰프(소스 접지 증폭 회로)이기도 하다. 이 앰프는 잡음과 신호를 구별하지 않고 증폭 동작한다.

4. 대책

그림 35와 같이 슈미트 트리거 IC(이하, 슈미트 IC)에 느리게 상승하는 파형을 입력하면 급격한 상승 파형으로 정형해 준다. 슈미트 트리거 IC는 SN74HC14가 대표적이다. 그림 36과 같이 빈 단자는 전원 전압이나 0V로 고정한다.

슈미트 IC는 출력 전압에 의해 입력 전압의 “L”/“H” 판정값(임계값)이 변한다. 출력이 “H”로 되면 그 직후에 임계값이 VL로 저하되고 일단 “H”로 된 출력이 “L”로 되돌아온다. 출력을 “H”에서 “L”로 변화시키려면 VL보다 낮은 입력 전압이 필요하다. 반대로 출력이 “L”로 되면 그 직후에 임계값이 VH로 상승하고, 일단 “L”로 된 출력이 “H”로 되돌아오게 된다. 출력을 “L”에서 “H”로 변화시키기 위해서는 VH보다 높은 입력 전압이 필요하다.
VH와 VL의 전압차를 히스테리시스 폭이라고 한다. 히스테리시스가 클수록 중간 전압 부근에 노이즈가 실려도 출력이 반전하는 오동작은 잘 일어나지 않게 된다.

 

 

(인터페이스) 3V 회로와 5V 회로의 인터페이스

 

1. 3V 전원 마이컴을 5V계 회로와 연결한다
TTL은 5V 전원으로 움직이는 바이폴러 트랜지스터로 만들어진 고속 로직 IC이다. 인터페이스 전압 규격의 경우 “L”은 0.8V 이하, “H”는 2.4V 이상이다. 그림 F와 같이 3V 또는 3.3V를 전원 전압으로 하는 마이컴과 5V 전원 회로를 인터페이스할 때에는 74HCT와 같이 “T”자가 들어 있는 타입을 사용하면 좋을 것이다.

2. 5V 전원의 마이컴을 3.3V계 회로와 연결한다
5V 전원의 마이컴을 3.3V계 회로와 연결할(그림 G) 때에는 74VHC와 74LCX와 같이 래치업이 잘 일어나지 않으며, 톨러런트 입력 기능이 있는 CMOS IC를 사용하면 좋을 것이다.
전원 ON/OFF일 때나 순단일 때에 따라 전원 전압이 다르며, IC 사이에 전압 관계가 역전되어도 래치업하지 않으므로 안심할 수 있다.

 

 ‌(인터페이스) 마이컴 출력 단자의 기판간 인터페이스

 

1. 버퍼 IC를 통과한 후 출력한다

마이컴 출력 단자를 아무런 보호도 없이 케이블에 통과시켜 다른 기판으로 끌어내면 정전기 등에 의해 파괴될 가능성이 있다. 마이컴은 출력 단자에 서지가 들어왔을 때의 내력을 알 수 없는 것이 많다.
그림 37은 반전 버퍼(예를 들면 74HC04)를 사용하여 대책을 세운 예이다. NAND 게이트(예를 들면 74HC00)를 사용할 수도 있다. 오픈 드레인이라면 74HC05 등도 사용할 수 있다. 이러한 게이트 IC는 내서지 성능이 명시되어 있는 것도 많다. 그렇지만 출력에는 기본적인 전류 제한 저항(R₁)을 넣어 내서지 성능을 높인다.

2. 출력 전류를 늘리는 방법 ①

그림 38과 같이 버퍼 3개를 병렬로 접속한 회로이다. 출력 저항이 1/3로 되고 출력 전류도 3배가 된다.
CMOS IC는 제조 편차가 크므로 병렬로 접속하면 한 개의 게이트가 “H”로, 다른 게이트가 “L”로 되어 전류를 서로 흡입하게 된다. 이 경우 출력 저항이 가장 작은 게이트에 전류가 집중되어 열화된다. 단, 동일한 IC 내의 게이트 특성은 갖춰져 있으므로 병렬로 하더라도 그러한 문제는 일어나지 않는다. 6개의 게이트가 1개의 패키지에 들어 있는 비반전 버퍼를 사용하면 한 개의 IC를 가지고 출력 저항을 1/6로 할 수 있다. 버퍼 IC의 출력에는 항상 정전기 대책 저항을 넣는다. 저항값의 기준은 IC의 출력 저항을 병렬 수로 나눈 값 이상이다. IC의 출력 저항 편차가 크므로 그 상태로는 케이블과 임피던스를 잘 맞출 수 없지만, 버퍼 IC의 출력 저항을 낮추면 정전기 대책용 저항값으로 정합시킬 수 있다.

3. 출력 전류를 늘리는 방법 ②

그림 39와 같이 100Ω의 저항을 넣으면 병렬로 접속할 수 있다. 게이트 IC의 제조 편차가 있어도 전기가 특정 게이트에 집중되지 않게 된다. 그림 39와 같이 종류가 다른 게이트끼리 연결할 수도 있다. 저항값은 게이트의 출력 저항과 같거나 그 이상으로 하면 각 게이트의 전류가 균일해진다. 이 저항은 서지 대책이 되기도 한다.

‌(인터페이스) 마이컴의 출력 저항은 20~200Ω

 

출력 전류 ΔI가 작을 때에는 출력 전류와 전압 강하 ΔV가 거의 비례한다. 즉, 다음과 같은 식이 성립한다.
R＝ΔV/ΔI
여기서 출력 회로의 저항값을 계산할 수 있다. 마이컴과 같은 CMOS IC의 출력 저항은 20~200Ω이다.
출력 저항값은 표 A에 나타난 데이터시트(74HC00)에서도 추측할 수 있다. 표 A에서 “H”를 출력할 때, 출력 전류가 －12mA일 경우 출력 전압은 전원 전압(VCC) 3V에 대해 2.4V로 강하한다는 것을 알 수 있다.
ΔV＝3V－2.4V＝0.6V/ΔI＝12mA
여기서 마이컴 출력 단자의 저항 Rout[Ω]은 다음과 같이 계산된다.
Rout＝0.6V/12mA＝50Ω
표 A의 전류 표시가 마이너스로 되어 있는 이유는, IC가 전류를 흡입하는 쪽을 플러스로 하고 있기 때문이다. 출력 저항의 크기는 “H” 출력일 때와 “L” 출력일 때 별로 다르지 않다. 74HCT00은 TTL과 유사한 특성으로 하기 위해 “L” 출력 저항값을 작게, “H” 출력 저항값을 크게 했다.

 

 

 (인터페이스) 신호 라인의 정전기 대책

 

1. 기본 대책

그림 40은 마이컴을 정전기에 의한 파괴로부터 보호하는 방법을 나타낸 것이다. 그림 40(a)는 저항 1개로 전류를 제한하는 간단한 대책이다. 저항으로 내서지 타입을 사용한다. 마이컴 입력 단자의 임피던스가 높으므로 저항을 삽입하면 신호 레벨이 커서 감쇠할 염려가 없다. 출력 회로보다 큰 저항값도 삽입할 수 있다.

실제 정전기는 수kV나 있지만 1kΩ 칩 저항의 허용 전압은 20V 정도밖에 없으므로 이 대책이 정말로 문제가 없을지 염려된다. 그러나 정전기는 공중에서 방전했을 때 대부분의 전압이 강하되어 기판에 가해지는 전압이 상당히 작아진다. 프린트 패턴에 포함되는 인덕턴스도 전압의 침입을 막아준다. 입력 커넥터에서 칩 저항까지 프린트 패턴을 길게 늘려 적극적으로 인덕턴스를 만드는 경우도 있다.

(1) 다이오드를 추가하여 내성 향상

그림 40(b)~그림 40(d)는 칩 저항에 다이오드를 추가하여 정전기를 억제하는 방법이다. 전원과 그라운드를 향해 2개의 다이오드를 추가하고, 마이컴 동작 전압(0V~V_CC)을 넘어서는 입력 전압을 전원이나 그라운드로 방출한다. 그림 41은 정전기가 마이컴에 직접 가해지지 않도록 로직 IC를 추가한 예이다.
정전기는 신호라인뿐만 아니라 전원이나 그라운드에서도 침입해 온다. 마이컴이나 로직 IC 전원에 바이패스 콘덴서를 넣는다는 기본 사항은 잊지 말아야 한다.

2. 확실성이 높은 대책

(1) 노이즈에 의한 오동작 방지를 겸한 방법

그림 42는 저항 R₁과 용량 C로 구성한 시정수 회로이다. 노이즈를 제거하여 오동작을 방지했으며 정전기에도 강한 입력 인터페이스 회로이다.
R₂는 전원 OFF 시, 순단 시 콘덴서 C에서 마이컴 또는 슈미트 IC 내장 다이오드로 전류가 흘러 래치업이 일어나지 않도록 하는 전류 제한 저항이다. IC에 흘러들어가는 전류가 10mA 이하일 경우 래치업이 일어나지 않는다. 그렇다면 저항값을 구해 보자. 전원 전압을 5V라고 하면 다음 식에서 500Ω을 구할 수 있다.
R₂ ＞ 5V/10mA＝500Ω
여유를 두고 1kΩ 이상으로 한다.

(2) 뇌 대책

그림 43은 뇌(雷)를 고려한 회로이다. 뇌서지는 전력이 크므로 배리스터로 전압을 제한하고, 그래도 통과하여 들어오는 서지를 저항 R₁과 제너 다이오드 ZD₁로 다시 감쇠시킨다. 저항 R₂, R₃과 용량 C는 오동작 방지용 시정수 회로이다.

(마이컴의 기본) 사용하지 않는 입력 단자는 그라운드에 접속한다

 

마이컴은 입력 단자의 저항값이 너무 높으므로, 사용하지 않는다고 아무 것도 연결해 두지 않으면 입력 단자의 전위가 정해지지 않아 입력 전압이 전원 전압과 그라운드 중간을 왔다 갔다 한다. 이렇게 되면 내부에 있는 2개의 MOSFET이 어중간한 ON 상태로 되어 마이컴의 소비전류가 증가한다. 마이컴 근처에서 IC나 회로가 동작하면, 용량 결합 등으로 마이컴 입력 단자에 전류가 흘러들어 오동작이 발생하는 경우가 있다. 사용할 예정이 없는 입력 단자는 그림 H와 같이 전원이나 그라운드에 접속하는 것이 기본이다.

 ‌(마이컴의 기본) 출력 단자의 구동 능력과 보호

 

1. 출력 단자 전압이 5V까지 다 올라가지 않는다?

그림 44는 마이컴이 “H”를 출력하고 있을 때의 출력 전압과 출력 전류의 관계를 나타낸 것이다. 마이컴에서 뽑아내는 전류가 클수록 출력 전압은 내려간다.
마이컴의 출력 저항은 50Ω 정도이다. 그림 45와 같이 부하에 200Ω 정도의 저항이 연결되어 있는 경우, 부하 저항 200Ω에서 출력 전압과 출력 전류가 정해진다.

5V 전압을 분담하는 것은 마이컴의 출력 저항 50Ω과 부하 R₁이므로 전류값 I_X[A]는 다음과 같이 구할 수 있다.
I_X＝5V/(50Ω＋200Ω)＝5V/250Ω＝200mA
출력 전압 V_B[V]는 R₁의 200Ω에 20mA가 흐른 값이므로 다음과 같다.
V_B＝200Ω×20mA＝4V
전류 20mA가 흐르면 단자 전압은 4V이다.

 

2. 출력 단자에 LED를 직접 연결할 때는 내부 저항 50Ω을 고려한다

그림 46과 같이 마이컴 출력 단자에 LED를 직접 연결할 때의 전류 제한 저항 R₂를 구해 본다.
LED에는 10mA를 흘린다. LED 10mA에서의 순방향 전압 V_F를 미리 데이터시트에서 확인해야 한다. V_F＝2.2V라고 하면 R₂[Ω]는 다음과 같이 구할 수 있다.
R₂＝(5V－2.2V)/10mA－50Ω 
＝2.8V/10mA－50Ω＝230Ω

3. 출력 내부 저항보다 큰 저항을 외장한다

마이컴 단자가 “H”를 출력하는 동안 그라운드에 쇼트되면 마이컴이 발열하여 파괴되거나 내부 MOSFET의 성능이 열화된다.
출력 단자에 용량 성분이 연결되어 있는 경우도 마찬가지여서, “H”가 된 직후의 상태는 단자가 그라운드에 쇼트된 것과 동일하다. 순간적이기는 하지만 큰 전류가 흘러 열화나 파괴의 원인이 된다. 기준은 500pF 이상의 용량을 출력에 접속할 때, 내부 저항과 같거나 그 이상의 저항을 추가하는 것이다(그림 47).

 ‌(인터페이스) 출력 인터페이스의 노이즈 대책

 

1. 마이컴 출력 단자에 잡음이 더해지는 것은 큰 문제이다

그림 48은 마이컴 출력 단자의 내부 회로를 나타낸 것이다. 출력 단자는 내부 트랜지스터 스위치에 의해 전원 또는 그라운드에 접속되어 있다. 만약 출력 단자에 연결되는 부하가 전류를 끌어당기거나 흘러들어오면 그 전류는 모두 전원 단자나 그라운드에 흘러들어가 다른 회로 동작에 영향을 미친다. 침입해 오는 신호는 정전기, 서지 전압(순시 대전압), 수십M~수백MHz의 방사 노이즈 등 다양하다.

만약 침입해 오는 전압이 마이컴의 내압을 넘어서면 파괴된다. 파괴까지는 아니라도 출력 단자 내부에 있는 보호 다이오드에 전류가 흐르면 성능이 열화되는 경우도 있다.
최근에는 입력에 일정 범위의 과전압을 부여해도 래치업하지 않는 톨러런트 기능이 있는 마이컴이 시판되고 있다. 출력 측도 조건부로 과전압을 가할 수 있는 톨러런트 기능이 있는 마이컴도 있다. 이것이라면 래치업 대책용으로 추가한 트랜지스터 만큼의 지연으로, 통신 속도가 올라가지 않는 것과 같은 문제는 일어나지 않는다.

 

2. 레벨 1 : 우선은 수십Ω 1개

 
그림 49와 같이 마이컴 출력 단자에 수십Ω의 저항 1개를 접속해 두기만 해도 침입해 오는 전류는 확실히 약해진다. 단순한 대책이므로 마이컴의 고속성도 희생되지 않는다.
고속 신호선에서는 반사가 되돌아오는 경우가 있지만 이 저항으로 대책을 세울 수 있다. 이 저항을 덤핑 저항이라고 한다. 실제로는 20~30Ω 정도가 자주 사용된다.

 

3. 레벨 2 : 수십Ω과 다이오드를 2개 접속한다

그림 50은 출력 단자에서 침입해 오는 서지를, 다이오드를 통해 전원이나 그라운드로 방출하는 대책이다. 그림 49보다 보호 성능이 높고 마이컴의 고속성도 그다지 희생되지 않는다(그림 49와 비슷한 정도).

과전압으로 수V가 마이컴에 가해지지만 그 정도라면 파괴되거나 오동작을 일으킬 우려는 없다. 마이컴에 가해지는 전압이 다이오드의 순방향 전압(0.6V)보다 커지는 이유는 다이오드에 흐르는 전류가 순간적이기는 하지만 큰 전류이며, 프린트 패턴 인덕턴스의 영향이 있기 때문이다. 
정전 시험의 종류에 따라서는 순간적으로 30A 이상의 전류가 흐르며, V_F는 2~3V 이상에 도달한다. 따라서 저항 R₁은 매우 중요하다.

정전기는 전원이나 그라운드로 흘러들어간다. 다이오드의 효과(크립 효과)가 발휘되도록 하려면 전원의 프린트 패턴을 굵게 하고 기판 전체 구석구석까지 정전기가 건너가도록 하여 국소적으로 고전압이 되는 부분에서 생기지 않도록 한다. 구체적으로는 ＋5V나 0V 중 하나를 베타 패턴으로 하고, 반대 쪽 패턴도 베타로 한다. 베타가 불가능하면 가능한 한 가느다란 그물코 형태의 프린트 패턴으로 한다. 바이패스 콘덴서도 충분히 배치한다.

(인터페이스) 제너 다이오드를 이용한 정전기 보호

그림 I와 같이 제너 다이오드로 보호하는 것도 유효하며, 여기에는 다음과 같은 두 가지 장점이 있다.

•정전기에 강한 품종이 있다
•1개로 양방향 과전압에 대응할 수 있다

단점은 용량이 약 200pF으로 큰 제품이 있다는 것이다.
제너 다이오드는 높은 전압이 들어오면 브레이크다운하여 전압을 제한한다. 단, 순간적인 대전류로 인해 발생하는 과전압은 억제할 수 없으므로 전류 제한 저항은 필수적이다.
10V 이하의 제너 다이오드에서는, 제조사에 따라 다르지만 200pF 정도이며 30V 제품에서는 30pF 정도의 용량이 있다. 용량이 큰 타입은 전압을 클립하는 성능이 높은(동작 저항이 낮은) 경향을 갖고 있다.

(1) 다이오드 선택

파형을 둔하게 하는 다이오드의 단자간 용량은 2p~5pF이다. 데이터시트에 기재되어 있는 단자간 용량 측정 조건은, 역전압 V_R이 0V일 때지만 그림 50에서는 5V의 역전압이 가해지므로 용량은 더 작다. 고내압 다이오드는 용량이 작지만, 순전압 V_F가 커지는 경향이 있어 보호 성능은 떨어진다. 또한, 정류용으로 출하되고 있는 것은 저속이며 보호 성능이 높지 않다. 정전기는 어쨌든 전압 상승이 빠르므로 스위칭이 빠른(1n~5ns) 고속 스위칭용 다이오드가 좋을 것이다.

(2) 다이오드와 저항을 바꿔 넣었을 때의 장단점

그림 51은 저항 R₂에서 전류를 제한한 후 다이오드로 방출하는 대책이다. 보호 성능은 높지만 저항 R₂가 정전기로 인해 파괴될 가능성이 있다. 최근의 칩 저항은 레이저로 저항체에 미세 가공을 실시하므로 정밀도가 높은 대신 파괴되기 쉬워 내서지 타입을 사용하도록 한다.(1)(2)

저항 R₂에서 출력 단자까지의 프린트 패턴을 길게 늘려 인덕턴스를 적극적으로 늘려 두면 저항 R₂의 파손을 막을 수 있다. 프린트 패턴의 인덕턴스 기준은 0.2n~1.0nH/mm이다. 거리가 가까운 층을 그라운드나 전원의 베타로 하거나 패턴 폭을 넓히면 인덕턴스는 작아진다.

쇼트키 배리어 다이오드를 사용할 경우 과전압은 0.3~0.6V가 되고 스위칭도 빠르므로 보호 성능이 높아진다. 단, 일반적인 다이오드보다 정전기 내력이 약해 파괴되기 쉬우며 단자간 용량이 크다. 고주파용 다이오드는 단자간 용량은 작지만 파괴되기 쉽다.

 

 ‌(인터페이스) 동작 전압이 다른 회로와 출력 단자의 인터페이스

 

그림 52는 오픈 드레인이라고 하는 마이컴 출력 단자의 구조를 나타낸 것이다. 로우 사이드 스위치라고 표현되는 경우도 있다. 이 특별한 단자는 마이컴의 전원 전압(예를 들면 5V)보다 낮은 회로(3.3V)나 높은 회로(12V)와 접속할 때 매우 편리하다.

 

1. 마이컴의 전원 전압보다 낮은 회로와 접속

그림 52는 전원 5V 마이컴의 오픈 드레인 단자에 전원 3V 디지털 회로를 접속한 회로이다. 접속선을 전원 3V로 풀업하고 오픈 드레인 MOSFET이 OFF인 경우 “H”, ON인 경우 “L”이다. 90% 전압으로 상승하는 시간 t_D[s]는 저항 R[Ω], 입력 용량 C[F]라고 했을 때 다음 식으로 구할 수 있다.
t_D＝2.3RC

t_D에 트랜지스터의 OFF 시간을 더하면 접속선에서의 신호 상승 시간을 계산할 수 있다. 트랜지스터의 OFF 시간은 트랜지스터의 특성이나 저항값에 따라 다르다.

 

2. 마이컴의 전원 전압보다 높은 회로와 접속

오픈 드레인 단자는 마이컴의 전원 전압보다 높은 전압을 가할 수 있다.

(1) 사양서에서 오픈 드레인 단자의 내압을 확인한다

그림 53과 같이 전원 3V 마이컴의 오픈 드레인 단자에서 전원 5V 회로와 접속할 경우, 접속선을 5V로 풀업하면 인터페이스할 수 있을 것이다. 그러나 보통 IC 출력 회로는 자신의 전원 전압보다 높은 전압이 가해지면 래치업할 가능성이 있다.
P채널 MOSFET이나 기생 다이오드에 관계없이 내압이 부족한 것이 높은 내압을 가할 수 있는 조건이다. 자신보다 높은 전원 전압의 풀업 저항에 접속해도 되는지 확인하기 위해 사양서에 ‘고전압 출력’이라고 기록하는 제조사도 있다.

(2) 부하전류에 흘릴 수 있는 전류값 체크

높은 전압을 제어할 수 있는 오픈 드레인 단자 대부분은 내부 MOSFET의 온저항(출력 저항)이 높다.

그림 54는 전원 5V 마이컴의 오픈 드레인 단자로 전원 12V 회로가 접속된 회로이다. 그림 54에서 오픈 드레인 단자가 부하저항에 흘릴 수 있는 전류값을 생각해 보자.
MOSFET의 온저항은 마이컴 자료에서 2mA 흘릴 경우 0.4V 이하가 보증되어 있다. 여기서 온저항(오픈 드레인 단자의 출력 저항) Rout[Ω]은 다음과 같이 구할 수 있다.
Rout＝0.4V/2mA＝200Ω
부하저항 1kΩ이 ＋12V에 접속되어 있는 경우, 부하에 흐르는 전류 Iout[A]은 다음과 같다.
Iout＝12V/(1kΩ＋50Ω＋200Ω)＝9.6mA
10mA의 전류가 필요한 부하라면 전류는 부족하다.

(인터페이스) 오픈 드레인 출력으로 래치업!?

그림 J는 입력과 출력을 소프트웨어로 설정할 수 있는 마이컴 I/O 단자의 등가 회로이다. 이 타입의 마이컴은 출력 회로 형식에 관계없이 토템폴 회로나 오픈 드레인 회로를 이용할 수 있다. P채널 MOSFET을 OFF하면 오픈 드레인 출력도 된다.
소프트웨어를 가지고 출력 단자를 오픈 드레인으로 설정해도 그림 J의 빨간색 점선 루트를 따라 5V 전원에서 3V 전원으로 전류가 돌아 들어간다. 이것은 P채널 MOSFET이 OFF되어도 MOSFET이 없어지지 않아 기생 다이오드가 전원으로 가는 통로를 만들게 된다.
이 다이오드에 전류가 흐르면 래치업할 가능성이 있다. 래치업하지 않아도 3V 전원의 상승이나 기생 다이오드 전류 때문에 오픈 드레인 단자 주변의 MOSFET 특성이 변화된다.
접속 회로의 전원 전압과 풀업 저항값을 계산하여 전류값을 확인한다. 예를 들면, 전류 제한을 1mA로 할 경우 RPU[Ω]는 다음과 같이 구할 수 있다.
RPU ≧ (5V－3V)/1mA＝2kΩ

3. 단자의 내부 구조
오픈 드레인 단자는 IC 내의 MOSFET 드레인에 연결되어 있다. 드레인에는 단자 외에 아무 것도 접속되어 있지 않다.
소스는 정전원 전압 시스템에 응용하기 쉽도록, 대부분의 경우 기준 전위(0V)에 접속되어 있다. 그러므로 오픈 드레인 단자에 사용되는 MOSFET은 대부분 N채널이지만 P채널 MOSFET를 사용한 오픈 드레인 단자도 있다.

 

 ‌(인터페이스) MOSFET 구동 회로

 

마이컴 기판에서 파워 MOSFET이나 파워 트랜지스터를 구동하여 다른 회로 모듈이나 모터 등의 전원을 ON/OFF하는 경우도 있을 것이다.
12V나 24V로 동작하는 다른 회로를 구동하는 MOSFET의 동작 전압은 마이컴의 전원 전압보다 높으므로 트랜지스터를 통해 구동한다.

 

1. 전형적인 하이 사이드 스위치

그림 55는 마이컴 기판의 24V 전원으로 모터 등의 부하를 움직이는 전형적인 하이 사이드 스위치 출력 회로이다. 마이컴은 N채널 MOSFET인 Tr₁을 스위치시킨다. Tr₁은 P채널 MOSFET인 Tr₂를 스위치시킨다.

2. 마이컴의 출력 전압으로 확실하게 ON되는 Tr₁을 선택한다

MOSFET이 확실히 ON되는 게이트-소스간 전압을 구동 전압이라고 한다. 마이컴의 전원 전압보다 구동 전압이 낮은 MOSFET을 선택해야 한다. 전원 전압 절반에서 80% 정도의 구동 전압을 가진 MOSFET이 적당할 것이다. 그림 55에서 마이컴의 전원 전압은 5V이므로, 2.5V 구동이나 4V 구동 MOSFET을 선택한다면 마이컴에서 확실히 ON/OFF 제어할 수 있다.

Tr₁의 드레인-소스 사이에는 24V 전압이 걸린다. 70% 이하에서 딜레이팅하여 사용하는 것이 상식적이므로 드레인-소스간 내압의 V_DSS는 24V/0.7＝34V 이상이어야 한다.

구동 전압이 낮은 품종은 V_DSS도 낮은 것이 많으므로 V_DSS 요구를 만족시키는 MOSFET에서 구동 전압이 2.5V인 MOSFET을 찾아도 발결 못할 수 있다. MOSFET 회로 설계에 익숙하지 않은 사람은 4V 구동의 MOSFET 사용을 권장한다.

MOSFET은 OFF 상태에서도 드레인에서 소스로 리크 전류 I_DSS가 흐른다. 구동 전압이 높은 MOSFET의 경우 I_DSS가 작아지는 경향이 있다는 것도 4V 구동 MOSFET을 권장하는 이유이다. Tr₁의 누설 전류 I_DSS1의 값은 나중에 Tr₂의 OFF를 검토할 때 나온다.

이번에는 마이컴의 전원 전압을 ＋5V라고 가정했으므로 MOSFET 선택이 간단했지만, 전원 전압이 3V 등으로 낮을 경우, Tr₁은 바이폴러 트랜지스터를 사용하는 것이 타당하다(나중에 설명).

(1) 필요에 따라 Tr₁ 주위에 저항을 배치한다

게이트 저항 RG₁은 마이컴을 보호하고 MOSFET의 스위치 속도를 느리게 하지만 필요가 없다면 없어도 된다.
대부분의 MOSFET은 OFF시키기 위해 게이트-소스간 전압 V_GS를 0V로 해야 한다. 확실하게 0V로 할 수 있는 마이컴 출력 단자를 고르도록 하자. 일반적인 CMOS 출력이라면 문제없다. 저항 R_S1은 마이컴만으로 0V를 확실하게 확보할 수 없을 경우 사용한다. 필요없으면 없어도 된다.

3. Tr₂는 구동 전압이 큰 MOSFET이 좋다

Tr₁의 게이트 전압은, Tr₂의 ON/OFF에 의해 필요할 경우 전원 전압에서 0V까지 변화시킬 수 있다. 그림 55에서는 ＋24V의 큰 전압이다. 구동 전압이 부족할 염려는 없다.
구동 전압이나 임계값 전압이 큰 것을 선택하면 좋을 것이다. 드레인-소스 사이에는 24V의 전압이 가해지므로 Tr₁과 마찬가지로 34V 이상의 내압 V_DSS MOSFET을 선택한다.

 

4. 게이트-소스간 전압은 내압이 의외로 낮다

Tr₁이 ON되면 게이트 저항 R_G2를 경유하여 Tr₂의 게이트 전압을 낮춘다. Tr₂는 P채널 MOSFET이므로 소스에 대해 게이트 전압이 내려가면 ON된다. P채널 MOSFET과 N채널 MOSFET 모두 심벌 내 화살표 방향으로 전압이 걸릴 경우 ON된다고 기억해 두면 좋을 것이다.
대부분의 MOSFET에서 게이트-소스간 전압이 －10V 이상일 경우 성능이 최대한 발휘되며, 낮은 온저항을 얻을 수 있다. 주의를 기울여야 하는 것은 게이트-소스 사이의 내압 V_GSS이다. 24V 전압에서 사용할 수 있는 MOSFET은 V_GSS가 ±20V인 제품이 대부분일 것이다. 70%의 딜레이팅을 고려하면 ±14V가 한도이다. 게이트-소스간 전압이 이 범위에 있도록 R_G2와 R_S2를 정해야 한다.

 

5. R_G2와 R_S2의 값

ON일 때의 구동 전압을 V_GS＝－10V라고 한다. 24V의 전압을 R_G2와 R_S2로 분압하고, R_S2에 10V의 전압이 발생하면 되므로 다음과 같은 관계를 만족시키도록 선택한다.
 

저항값을 크게 하면 Tr₂의 게이트 용량 Ciss의 충방전에 걸리는 시간이 늘어나 ON/OFF 시간 t_D가 길어진다. 충전 저항값은 R_S2//R_G2(//는 병렬의 의미)가 된다. 
MOSFET의 ON/OFF 시간 t_D는 대략적으로 다음과 같이 계산할 수 있다.

 

(1) Tr₂를 확실하게 OFF하기 위해 R_S2에 상한이 정해진다

이어서 Tr₁이 OFF일 때, Tr₂를 OFF시키는 것에 대해 검토해 보자. MOSFET 메이커는 V_GS를 0V로 하는 조건에서 OFF 특성을 보증하고 있다. 그러나 앞서 설명했듯이, Tr₁은 OFF일 때에도 리크 전류 I_DSS1이 흐른다. 이 I_DSS1 때문에 OFF일 때 Tr₂의 게이트-소스간 전압 V_GS2－OFF[V]는 다음과 같이 되어 완전한 0V로는 되지 않는다.

V_GS2－OFF＝－I_DSS1R_S2
충분히 0V에 가깝다고 생각할 수 있는 V_GS2－OFF＝－0.1V도 괜찮으므로, I_DSS1＝1㎂라고 하면 옴의 법칙에서 R_S2[Ω]는 다음 식과 같이 된다.
R_S2＝0.1V/1㎂＝100kΩ
I_DSS1의 값은 상온에서만 보증되는 것이 대부분이므로, 고온에서 사용할 경우 상온 보증값의 10배가 되어도 문제없도록 R_S2를 10kΩ 정도 이하로 하는 것이 안전하다.

 

6. 마이컴 동작 전압이 낮을 경우 Tr₁을 바이폴러 트랜지스터로 하는 편이 좋다

그림 56은 마이컴의 전원 전압이 3V 이하이고, 그림 55의 Tr₁ 선정이 어려워져 바이폴러 트랜지스터로 치환한 예이다.

바이폴러 트랜지스터 쪽이 더 저렴한 것도 매력적이다. 설계 순서는 순서가 다소 바뀌어 다음과 같이 된다.

① Tr₂의 MOSFET을 내압 V_DSS와 전류 용량 ID, 구동 전압 등을 고려하여 선택한다. 내압과 전류 용량은 80%로 딜레이팅한다. 구동 전압은 큰 것이 안전하다. 임계값 V_th만 기재되어 있으면 V_th 최대값의 2배를 구동 전압으로 생각한다.
② Tr₁의 바이폴러 트랜지스터는 내압 V_CEO와 스위치 시간을 고려하여 선택한다. 내압은 80% 이하로 딜레이팅한다.
③ MOSFET의 V_GS 내압 V_GSS에서 구동 전압을 결정한다. ①의 MOSFET 선택에 따라 다르지만 24V 전원 전압이라면 보통은 적절한 구동 전압이 －10V가 될 것이다.
④ Tr₁이 OFF일 때 누설 전류 I_CBO가 흘러도 V_GS가 작은 값임을 확인한다. I_CBO의 규정이 25℃이므로 변동이 있는 것을 고려하여, 10배 정도의 I_CBO 값이 되어도 V_GS가 0.1V 이하인 것이 기준이다.

(1) ‌‌바이폴러 트랜지스터를 사용할 경우 스위치 시간에 주의한다

바이폴러 트랜지스터의 스위치 시간이 느리므로 스위치 시간을 빠르게 하기 위해서는 Tr₁의 선정이 포인트가 된다. R_S와 R_G의 값을 작게 하면 Tr₁의 스위치는 빨라진다. 고속으로 스위치하는 트랜지스터를 사용하여 저항값을 가령 500Ω 이하로 작게 했다면 ON/OFF 동작을 1㎲로 할 수 있다. 그러나 그림 56의 회로는 접속 상대에게 전원(전력)을 공급하는 용도가 대부분이므로, 고속성이 요구되는 경우는 별로 없다. 고속으로 하려면 Tr₁, Tr₂ 모두 MOSFET을 사용하는 것이 타당하다.

7. 비용 절감을 위해 Tr₂에도 트랜지스터를 사용할 경우 상수에 주의한다

그림 57은 그림 55에 나타난 Tr₂도 바이폴러 트랜지스터로 치환한 예이다. 그림 56보다 더 저렴해진다.

(1) ON했을 때 h_FE가 내려간다고 생각하고 상수를 정한다

ON했을 때에는 구동용 Tr₁, 출력용 Tr₂ 모두 스위치 동작하여 ON 상태로 하는 것이 원칙이다. ON했을 때 전류증폭률 hFE는 10~30 정도로 낮춘다고 어림잡고 상수를 정한다. 그러나 완전한 스위치 동작이 아니라 ON일 때 어느 정도는 전압이 남아도 되므로 h_FE를 50 정도로 사용하는 예도 있다.
그림 57에서 출력 Tr₂는 완전히 ON시켜야 하지만 Tr₁은 전압이 약간 남는 동작도 좋으므로 그 경우의 상수를 결정해 본다.
Tr₂는 완전히 ON시키므로 전류증폭률 h_FE2＝20으로 어림잡는다. Tr₁이 ON되었을 때의 컬렉터-이미터간 전압 V_CE1－ON은 2V 있어도 되므로 h_FE1＝50으로 한다. Tr₁과 Tr₂가 ON일 때의 베이스-이미터간 전압 V_BE를 모두 0.6V라고 가정하고, Tr₂의 출력 전류를 1A로 한다.

(2) R_B2는 Tr₂를 확실하게 ON시키는 조건으로 정한다

Tr₂의 베이스 전류 I_B2[A]는 Tr₂의 h_FE2를 20으로 했으므로 다음 식과 같이 된다.
I_B2＝1A/h_FE2＝1A/20＝50mA
Tr₁의 컬렉터 전류 IC₁이 Tr₂의 베이스 전류 I_B2가 된다. R_E에 흐르는 전류는 적으므로 무시한다. ON일 때 R_B2에 걸리는 전압 V_RB2[V]는 다음과 같다.
V_RB2＝24V－(V_CE1－on)－V_BE＝24V－2V－0.6V＝21.4V
따라서 다음과 같이 구할 수 있다.
R_B2＝21.4V/50mA＝428Ω

(3) R_B1은 Tr₁에 필요한 베이스 전류를 흘리도록 정한다

ON일 때 R_B1에 걸리는 전압 VR_B1[V]은 다음 식과 같다.
V_RB1＝2V－V_BE＝2V－0.6V＝1.4V
흘릴 필요가 있는 전류 I_B1은 Tr₁의 h_FE1＝50이므로 다음과 같이 정한다.

R_B1＝ ＝＝＝1.4kΩ

(4) R_E는 Tr₂를 확실하게 OFF할 수 있도록 정한다

확실하게 OFF할 수 있는 R_E[Ω]의 저항값을 계산한다. Tr₁의 I_CBO＝1㎂, Tr₂의 I_CBO＝2㎂로 하고 각각 10배인 경우에도 R_E에 발생하는 전압을 0.2V 이하로 하도록 한다. 다음과 같이 결정할 수 있다.
R_E＝＝6.6kΩ

(5) 대전류에는 달링턴 접속도 효과적이다

대전류를 출력하려면 Tr₂의 베이스 전류가 커져 Tr₁의 전류값도 증가하게 된다. 이 경우, 그림 58과 같이 달링턴 접속으로 한 하이 사이드 스위치로 하는 방법도 있다. 이 때에도 베이스 전류에 주의하여 상수를 선택해야 한다.

 

‌이것을 모르면 소용없다 
복습! 옴의 법칙

옴의 법칙은 전압 V[V]와 전류 I[A]의 비를 저항 R[Ω]로 나타낼 수 있다(그림 59). 수식은 다음과 같다.
R＝V/I  (1)
전압 V와 저항값 R에서 전류 I[A]를 구할 경우, 다음과 같이 식 (1)을 변형한다.
I＝V/R  (2)
저항값 R과 전류 I에서 전압 V[V]를 구할 경우, 식 (2)를 다음과 같이 변형한다.
V＝IR  (3)
이 3개의 식을 구분해서 사용하면 저항으로 전압과 전류를 컨트롤할 수 있다. 저항은 다양한 회로 안에서 전압과 전류를 결정하는 장면에 등장한다.

부전원 동작 회로를 마이컴으로 ON/OFF하려면

그림 K(a)는 －24V 전원을 ON/OFF하는 로우 사이드 스위치 회로이다. 그림 K(b)는 MOSFET을 트랜지스터로 치환한 것이다.
그림 L(a)에 나타난 것은 전원 전압의 합계를 30V까지 사용할 수 있는 OP 앰프나 콤퍼레이터를 이용하여 마이너스 디지털 전압을 출력하는 회로이다. 
그림 L(b)는 OP 앰프를 사용하여 마이너스의 아날로그 전압을 출력하는 회로이다.
그림 M(a)는 포토커플러를 사용하여 마이컴의 전원계와 출력 위치의 전원계를 완전하게 독립한 회로로 하는 것이다. 그림 M(b)는 트랜지스터를 더해 대출력 전류화를 도모했다.

1. 연습 ① … 합성저항 R[Ω] 계산

저항을 세로(직렬)로 연결하거나 가로(병렬)로 연결할 때의 합성저항 R[Ω]을 구하는 계산식을 정리해 보자(그림 60).
(1) ‌직렬 접속…N개의 저항을 세로로 여러 개 접속했을 때 합성저항 R_S는 다음과 같이 구할 수 있다.

(2) ‌병렬 접속…N개의 저항을 가로로 여러 개 접속했을 때 합성저항 R_P는 다음과 같이 구할 수 있다.

예를 들면 저항 R₁, R₂, R₃을 병렬 접속했을 때의 합성저항 R_P123은 다음과 같다.

 

 

2. 연습 ② … 분압을 구한다

그림 61은 ‘저항 분압 회로’ 혹은 ‘전압 분압 회로’라고 불리는 회로를 나타낸 것이다. 이 회로들은 2개의 저항을 직렬로 접속하고 있다. 
우선은 그림 61의 전압 분압 회로 내 저항값의 비에서 분압을 구하는 식을 이해하도록 하자.
(1) 분압을 구하는 식
N개의 저항을 직렬로 접속했을 경우 회로에 흐르는 전류는 일정하다. 전류 I_N[A]은 다음과 같이 구할 수 있다.

따라서, V_out은 다음과 같이 구할 수 있다.

(2) 계산 예

옴이 법칙에서 그림 61에 나타난 I_NmA의 전류값과 출력 전압값 V_out을 계산해 보자. OUT 단자에는 전류가 흘러나오지 않는 것으로 한다. 즉, 부하가 없는 경우와 동일하다.
저항 R₁과 R₂는 직렬이므로 3V 전압원에서 흐르는 전류를 정하는 합성저항값 R_S[Ω]는 식 (4)에서 다음과 같이 된다.
R_S＝R₁＋R₂＝1kΩ＋2kΩ＝3kΩ (10)
옴의 법칙에서 전류값 I_N[A]은 식 (11)과 같다.
I_N＝3V/(R₁＋R₂)＝3V/3kΩ＝1mA (11)
V_out[V]의 전압값은 R₂에 가해지는 전압값 V_R2이므로 옴의 법칙에서 다음과 같이 된다.
V_out＝V_R2＝2kΩ×1mA＝2V  (12)
전류값을 계산하지 않고 V_out[V] 값만 계산하면 식 (9)에서 다음과 같이 된다.

 

3. 연습 ③ … OUT 단자에 저항이 접속된 경우
그림 62는 OUT 단자에 6Ω이 달린 경우이다. 

(1) R₂//R₃에 발생하는 전압과 전류
R₁을 통과한 전류는 R₂와 R₃으로 나뉘어 흐르므로 R₂와 R₃이 만드는 병렬 합성저항값 R₂//R₃을 먼저 구한다.

//는 병렬값이라는 것을 나타내는 기호이다.
그림 62(a)는 그림 62(b)로 변형할 수 있다. 그림 62(b)에서 전류값 I_X[A]는 식 (15)와 같다.

IX‌＝3V/(R₁＋R₂//R₃)＝3V(1kΩ＋1.5kΩ) 
＝3V/2.5kΩ＝1.2mA (15)
V_out[V]은 R₂의 전압값 V_R2이므로 옴의 법칙에서 다음과 같이 된다.
V_out＝V_R2＝R₂×IX＝1.5kΩ×1.2mA＝1.8V (16)
전류값을 계산하지 않고 V_out[V]만 계산하면 식 (17) 같다.
V_out＝3V×R₂//R₃/(R₁＋R₂//R₃)＝3V×1.5kΩ/(1kΩ＋1.5kΩ)＝3V×1.5kΩ/2.5kΩ＝3V×3/5＝1.8V   (17)

(2) 전류 I_X 검산

 

그림 62(a)의 I_Y[A]를 구한다. R₂에 걸리는 전압 V_R2는 V_out＝1.8V이므로 마찬가지로 옴의 법칙에서 식 (18)과 같다.
I_Y＝V_out/R₂＝1.8V/2kΩ＝0.9mA (18)
그림 62(a)의 I_Z[A]를 구한다. R₃에 걸리는 전압 V_R3은 V_out＝1.8V이므로 마찬가지로 옴의 법칙에서 식 (19)와 같다.
I_Z＝V_out/R₃＝1.8V/6kΩ＝0.3mA  (19)
계산은 검산이 중요하다. 그림 62(a)에서는 I_X＝I_Y＋I_Z이므로 계산하면 1.2mA＝0.9mA＋0.3mA로 되어 바르게 구했다는 것을 확인할 수 있다.

(3) ‌접속점에서 봤을 때의 출력 저항과 입력 저항으로 생각할 수도 있다

테브냉의 정리를 사용하면, 그림 62(a)는 그림 63(a)와 같이 생각할 수도 있다. 그림 63(a)의 계산대로 경계선에서 보면 0.667kΩ의 출력 저항과 6kΩ의 입력 저항이 존재한다. 그래서 그림 62(a)를 그림 63(b)와 같이 다시 쓰고, R₃ 접속 시의 V_out은 분압을 구하는 식으로 계산할 수도 있다.

石井 孝明
本 記事는 日本 CQ出版社가 發行하는 「トランジスタ技術」誌와의 著作權 協定에 依據하여 提供받은 資料입니다.

출처: http://www.hellot.co.kr/magazine/magazine_print.php?idx=13957