파워디바이스활용입문-1. 파워다이오드의 기본특성및선정

파워디바이스활용입문Ⅰ

파워 디바이스는 최근 몇 년 동안 반도체 기술의 진보와 함께 전력절감화, 고효율화, 소형화, 고신뢰성화, 저노이즈화, 고속 스위칭화 등을 목표로 크게 발전되어 왔다. 이와 관련, 본지에서는 파워 디바이스의 최신 동향과 실험 및 고찰, 파워 디바이스 각각의 특성, 사용 방법, 트러블 대책 등을 해설한다. 주요 파워 디바이스는 파워 MOSFET를 중심으로 SBD, FRD, IGBT 모듈 등이다. 또한 최신 파워 디바이스로서 GTBT를 들어 그 성능을 검증한다.

本記事는 日本CQ出版社가 發行하는「トランジスタ技術」誌(2004年8月號)와의 著作權協定에 依據하여 提供받은 資料입니다.

정류용에서고속스위칭용까지
1. 파워다이오드의 기본특성및선정


파워 회로에서는 파워 MOSFET나 IGBT와 마찬가지로 파워 다이오드가 큰 역할을 담당하고 있다. 자칫하면 보조 역 할이라 생각되기 쉬운 파워 다이오드이지만 파워 회로의 성 능을 좌우하는 경우도 있으므로 그 특성을 충분히 이해하고 사용방법을 마스터해야 한다. 따라서 여기에서는 파워 다이 오드의 기본 특성과 사용상 노하우를 해설한다.

다이오드의 구조와 기본 성질

1.다이오드의 기초 지식
다이오드의 소재는 현재 실리콘이 다수를 차지하고 있다. 구조로는 N형 실리콘 속에 P층을 형성한 PN 접합형과 N형 실리콘 위에 금속(배리어 메탈)을 쌓아올린 쇼트키형이 있고 PN 접합형에는 메사형과 플레이너형이 있다.
2개의 외부단자는 P형 실리콘(쇼트키에서는 금속) 측이 애 노드, N형 실리콘 측이 캐소드이다. 회로기호는 애노드에서 캐소드 방향으로 전류가 흐르는 성질에 유래한다. 그림 1에 다이오드의 기호와 성질을 나타낸다.

전류가 흐르는 방향이 다이오드의 순방향이라 한다면 역 방향, 즉 애노드에 대해 캐소드에 정(＋)의 전압을 인가해도 어느 정도의 전압까지는 거의 전류가 흐르지 않는다. 이 전압 의 한도를 역 내압이라 한다.
그림 2와 같이 내압 200V의 다이오드에서 200V를 초과하는 역전압이 인가되면‘전류를 흘리지 않는다’는 성질을 잃어버리게 된다. 

여기서‘다이오드의 성질을 잃는다’는 것은‘영 구파괴에 이르게 될 위험도 있다’는 뜻이다. 다이오드에 걸리 는 역 전압은 순간적이라도 결정된 역 내압을 초과해서는 안 된다는 것이 원칙이다.

2. 다이오드의 역특성과 파워반도체OFF 특성의 유사성
MOSFET의 드레인-소스간 내압도 PN 접합에 의해 부여 된다. N채널 MOSFET인 경우, 게이트 바이어스가 걸리지 않는 한 드레인이 애노드, 소스가 캐소드의 다이오드 그 자체 이다. 바이폴러 트랜지스터나 IGBT에서도 전압저지(OFF) 능력은 마찬가지로 PN 접합이 담당하고 있다.
즉, 다이오드의 역 특성을 이해하는 것은 이러한 파워 반도 체의 OFF 특성을 이해하는 것과도 연결된다. 이 장의 테마 는 다이오드이지만 그것을 이해하면 파워 반도체 전반을 이해하는 데 도움이 된다.

3. 사용빈도가 높아지는 고속 다이오드
단지 다이오드라고 하면 주로 50/60Hz의 전원 정류용에 사용되는 일반정류 다이오드를 가리킨다. 그러나 현재는 FRD(Fast Recovery Diode)나 SBD(Schottky Barrier Diode, 그냥 쇼트키라 불리는 경우도 있다) 등의 고속 다이오 드가 많이 사용되고 있다.
예를 들어 어떤 데스크탑 PC용 전원(ATX 전원)에서 세어 보니 일반 정류 다이오드는 AC-DC 변환용 브리지 다이오드 1개뿐이고 다른 것은 FRD가 14개, SBD가 2개였다. 이것은 AC-DC 변환회로의 동작주파수만 50/60Hz이고 그 이외의 회로부는 수십kHz 이상에서 움직이고 있기 때문이다. 또한 배터리 동작기기 등의 저전압 전원회로에서는 대부분 SBD가 사용된다.
트랜지스터에서 말하자면, 일반 정류 다이오드나 FRD (PN 접합 다이오드)는 바이폴러 트랜지스터에, SBD는 MOSFET 에 비할 수 있다. SBD의 성질은 PN 접합 다이오드와 약간 달 라 사용할 경우 주의가 필요하다. 이러한 점에 유의하면서 다 이오드, 파워 반도체에 관하여 해설한다. 고속 다이오드 고유 의 해설은 나중에 기술한다.

SBD와 FRD의 특성 차이

여기에서는 31DF2(FRD：3A/200V 제품)와 31DQ04 (SBD：3A/40V 제품)의 순/역 특성을 측정했다. 사진 1에 31DF2, 31DQ04의 외관을, 그림 3에 측정회로를 나타낸다.

먼저 31DF2(FRD)에서 순방향전류 IF를 흘렸을 때의 순 방향전압 VF를 25℃와 150℃에서 측정했다. 같은 31DF2에서 역 전압 VR을 인가했을 때의 역 전류 IR을 25℃와 150℃ 에서 측정했다. 측정결과를 표 1에 나타낸다.

측정결과에서 다음과 같은 점을 알 수 있다.
(1) 실용전류 대역에서의 순방향저항 RF는 소전류에서 수Ω, 큰 전류에서 1Ω 이하이다.
(2) 역 방향저항 RR은 온도가 올라가도 사용범위의 전압이 라면 수㏁으로 고저항이다.
(3) 순방향전류나 역 전압이 극단적으로 작은 조건에서 상 기 (1)과 (2)는 모두 참이라 할 수 없다.
(4) 25℃에서 150℃로 온도가 올라갈 경우 3A에서의 VF 는 0.78배, 200V의 IR은 4,800배로 되었다.
계속해서 31DQ04(SBD)에 관하여 마찬가지로 측정했다. 측정결과를 표 2에 나타낸다. 

측정결과에서 31DF2(FRD)와 비교할 때 다음과 같은 점을 알 수 있다.
(1) 역 내압이 FRD에서는 200V, SBD에서는 40V로 차이 가 있지만 SBD의 순방향저항 RF는 FRD의 약 1/2로 낮다.
(2) SBD의 고온 시 역 방향저항 RR은 1자리의 ㏀이므로, PN 접합 다이오드와 같이 매우 크다고는 할 수 없다.
(3) 25℃에서 125℃로 온도가 올라갈 경우 3A에서의 VF 는 0.85배, 40V에서의 IR은 760배로 되었다.
이상의 결과에서 순/역 방향저항값에 관하여 정리한 것이 표 3이다. 

순방향전압이 낮은 것이 SBD의 특징이지만 역 전 류가 크다는 마이너스 요인을 갖고 있다. SBD를 사용할 경우 이 결점이 나타나지 않도록 설계하는 것이 포인트이다.

SBD는 역 전력손실의 비율이 높다

순방향전류가 흐름으로써 발생하는 손실이 순방향전력손 실, 역 전압이 인가됨으로써 발생하는 손실이 역 전력손실이 다. 이들의 합계손실이 작을수록 온도상승이 낮게 억제된다. 앞 절의 측정결과에서 31DF2(FRD)와 31DQ04(SBD)의 손실을 계산한다. 그림 4와 같이 순방향전류로서 3A가 듀티 50%에서 흐르고 나머지 기간동안 31DF2에서는 100V, 31DQ04에서는 20V의 역 전압이 인가되는 것으로 한다.

계산결과를 표 4에 나타낸다. 

31DF2와 같은 PN 접합 다 이오드에서는, 예를 들어 듀티 100%에서 역 전압이 인가돼 도 1mW 정도이므로 손실로서는 무시할 수 있다.
그러나 31DQ04와 같은 SBD에서는 역 전력손실의 비율 이 높기 때문에 반드시 이 손실을 포함해서 고려해야 한다. 나중에 설명하는 서멀 러너웨이를 일으킬 위험이 있는 경우 도 큰 역 전력손실이 그 원인이다.

칩의 크기와 순방향전력손실의 관계

TO-220 외형 제품에서는, 예를 들어 3A부터 30A까지라 고 하는 것처럼 전류용량이 다른 제품이 있다. 이러한 제품에서는 다이오드라면 전류밀도가 같아지도록 공칭전류에 비례 하는 유효면적의 칩이 기본적으로 장착되어 있다. 유효면적 이란 전류를 흘리는 데 유효한 부분을 가리키지만 대략적인 칩 전체의 면적으로 해도 상관없다.
그렇다면 칩의 크기에 따라 순방향전력손실은 어떻게 변하 는가에 대해 검토해 본다. 이것을 알게 됨으로써 3A의 다이 오드에서 온도가 너무 올라갔을 때, 보다 큰 5A 제품이나 10A 제품으로 치환했을 경우의 손실 감소를 알 수 있다. 앞에서의 측정결과(표 1, 표 2)를 검토해 본다. 손실을 상 정하는 데 있어서 중요한 점은 25℃가 아니라 온도가 올라간 상태의 특성이 기초로 된다는 것이다. 데이터 시트에서 VF가 몇 V, ON 저항이 몇 Ω이라 표기되어 있는 것은 통상 25℃ 에서의 데이터이다.
다이오드에서는 고온일 때의 VF가 그래프로 명시되어 있는 경우도 있다. 그렇지 않은 것은 25℃에 비해 몇 배로 되는가 를 염두에 두고 손실을 견적한다.
31DF2(FRD), 31DQ04(SBD)는 3A의 다이오드이지만 3A와 함께 1A, 10A에서의 데이터에도 주목한다. 1A는 3A에 비해 전류밀도가 1/3이며 10A는 3A에 비해 전류밀도가 3.3배이다. 즉, 1A의 데이터는 9A의 다이오드에 해당하고 10A의 데이터는 0.9A의 다이오드에 해당한다. 바꿔 말해 3A의 다이오드를 사용하고 있는 곳을 0.9A나 9A인 것으로 치환했다면 손실이 어느 정도로 되는가를 나타내게 된다. 표 5에서 알 수 있는 바와 같이, 공칭전류가 3배인 다이오드로 치환해도 순방향전력손실이 1/3로 감소되지 않고, 1/3인 것으로 치환해도 3배로 증가되지 않는다. 

이러한 사실은 동일 패키지 시리즈 중에서 어떤 것을 선택할 지 고민할 때 참고가 될 것이다.

칩이 큰 SBD에서는 역 전력손실 증가에 주의

역 전류의 크기는 칩 면적에 비례한다. FRD와 같은 PN 접 합 다이오드에서는 이 손실을 무시할 수 있지만 SBD에서는 면적의 증가에 의한 역 전류의 증가를 확실히 손실에 반영시 켜야 한다. 표 6은 표 2의 데이터를 기초로 125℃에서의 역전류를 추정한 것이다.

3A 제품의 40V@125℃에서의 역 전류는 9.1mA였다. 면 적이 3배인 9A 제품에서는 27.3mA가 예상된다. 40V가 듀 티 100%로 걸리면 손실 증가는 0.7W를 초과한다. 앞 절과 같이 순방향전압이 ×0.71로 감소되어도 동작조건에 따라서 는 소멸 혹은 손실 증가로 될지도 모른다. SBD에서는 이러한 검토도 추가해야 한다.

전류용량을 결정하는 리드선과 와이어 저항

1. 와이어와 리드선의 저항에 의한 손실
두께 35㎛, 폭 1.4mm, 길이 10mm 동박 패턴의 저항은 125℃에서 5mΩ이다. 이것은 회로도에 나타나지 않는 저항 이다. 파워 반도체에서는 칩 이외의 리드선과 와이어 저항은 전류용량을 결정하는 중요한 요소이다. 동(Cu)과 알루미늄 (Al)의 물리상수를 표 7에 나타낸다. 

저항 R은 다음과 같은 식으로 구할 수 있다.
R＝R0 {1＋α(T－20)}
여기서, R0＝ρl/S, l：길이, S：단면적
먼저 액시얼형 동 리드선 저항을 계산해 본다. 사진 2의 계산값은 편 측의 리드선 전체 20℃에서의 저항값이다. 125℃에서는 1.41배이다.

사진 3은 Ø400㎛의 알루미늄 와이어이다. 

길이를 10mm로 하면 그 저항값은 2.2mΩ이다.
다음에 그림 5는 TO-220 패키지에 있어서 전류경로에서의 저항값을 계산한 예이다. 

0.55mΩ에 60A를 흘리면 전압 강하는 33mV이고 손실은 1.98W이다. 다이오드 전체에서의 순방향전압이 400mV라고 하면 33mV는 그 8.25%에 상당 한다. 무시할 수 있을 정도로 작은 값이라고는 할 수 없다. 이와 같이, 예를 들어 1mΩ를 충족시키지 않는 저항이라 하더라도 결코 소홀히 할 수 없다.

내압 선정방법

1. 정류회로의 역 내압
상용주파수(50/60Hz)의 정류회로에 있어서 다이오드의 내압에 관하여 해설한다. 그림 6에 대표적인 정류회로 4가지 와 입력전압에 대해 몇 배의 역 내압이 필요한가를 병기했다.

여기에 전압변동분, 서지 전압분, 그리고 여유분을 더한 것이 다이오드에 필요한 역 내압이다.
예를 들어 브리지 정류회로에서 입력이 AC 200V라면 2배 는 282V, 전압변동분이 ×1.2라면 여기까지 382V이다. 여유 를 어느 정도로 할 것인가는 이용자에게 맡긴다. 이 경우, 일 반적으로 600V 내지 800V의 다이오드가 사용되므로 여유분 은 ×1.5~×2에 상당한다.
4개의 회로를 통해 AC 100V라면 400V 다이오드를, AC 200V라면 800V 다이오드로 하는 것이 예전부터의 통례이다.

2. 정류회로 이외의 역 내압
정류회로 외에는 동작 중에 인가되는 최대 전압을 다이오드의 반복 역 전압 이하로 하는 것이 포인트이다. 그림 7은 동작 시 다이오드에 인가되는 피크 역 전압과 다이오드의 데이터 시트에 기재되어 있는 역 전압과의 관계를 나타낸 그림이다. 

그림에서와 같이, 정격은 예를 들어 0.1㎲ 라는 짧은 시간이라도 초과해서는 안된다는 것이 원칙이다. 단, 예를 들어 500㎲까지라면 괜찮다고 조건부로 보증하는 경우도 있다. 개별적으로 데이터 시트에서 확인하기 바란다. 전술한 정류회로에서는 전원전압에 변동분 등의 요소를 추 가하여 몇 V로 할 것인지 결정한 것처럼, 전원전압을 기준으 로 하여 몇 배의 내압의 다이오드를 사용하면 안심할 수 있는 가에 대해서는 일률적으로 말할 수 없다.

3. 부유 인덕턴스의 영향
이들 이외의 회로에서 주목해야 할 것은, 전류가 차단될 때 인덕턴스에서 발생하는 과도전압이다. 인덕턴스에서 발생하 는 전압은 그 인덕턴스와 차단되는 속도와의 곱(L×di/dt)이 다. 예를 들어 10μH와 10A/㎲라면 100V로 된다. 이 전압과 전원전압과의 합이 다이오드의 역 전압으로 인가된다. 단, 부 유용량 등의 영향에 의해 전압은 이 상태에서의 계산대로 인 가되지는 않는다.
전원회로는 스위칭 주파수를 올리면 인덕턴스나 커패시턴 스가 작아도 된다. 또 정전압회로라면 정전압성이 향상된다. 그러나 스위칭 스피드를 올린다는 것은 di/dt가 커지는 데 연 결된다. 이로써 다이오드나 트랜지스터에 인가되는 과도전압 이 올라가게 된다.
전압을 내리려면 스피드를 떨어뜨리거나 L을 작게 한다. 이 L은 반드시 회로도에 나타나는 인덕턴스라고는 할 수 없다. 그림 8은 입력 15V, 출력 5V의 DC-DC 강압 컨버터이다. 

시뮬레이션에서 다이오드 전류와 전압을 살펴본다. 여기 서는 과도전압에 관계된 L이 전혀 없는 회로이므로 전원전압 인 15V가 그대로 다이오드의 역 전압이 된다. 그렇다면 실제 회로에서는 어떨까.
그림 9와 같이 0.1μH의 부유 인덕턴스를 트랜지스터와 직렬로 추가, 시뮬레이션을 다시 작성했다. 

이번에는 실제 회로로 볼 수 있도록 15V에 추가하는 형태로 과도전압을 나타냈다. 이 부유 인덕턴스가 과도전압원인 L이라는 것을 알 수 있 다. 따라서‘L×dt/dt의 L을 감소시킨다’라는 것은 회로 패 턴을 짧게 하거나 굵게 한다는 것이다.
그림 10은 입력 3.6V, 출력 12V의 승압 컨버터이다. 

과도전압 발생에 영향을 미치는 인덕턴스에 진한 원을 그려두었다. 스위칭 회로를 포함하는 과도전압의 피크값을 기본으로 하 여 몇 V의 디바이스를 사용할 것인가에 대해서는 실제로 측 정해서 확인하는 것이 확실한 방법이다.

열저항과 허용전류

1. 열저항이란
반도체에서는 고장 유무, 수명, 신뢰성과 동작 시의 온도가 밀접하게 관계되어 있다. 어떠한 냉각조건에서 어떻게 동작 시킬 것인가, 온도가 가장 많이 올라간다면 몇 ℃로 될까? 이 러한 온도상승 계산에서 사용되는 것이 열저항이다. 가장 엄 격한 조건에서도 규정된 온도, 예를 들어 150℃ 이하로 되도 록 열설계를 해야한다. 큰 전류를 흘릴수록 손실이 커지고 이 에 따라 소자내부의 온도도 올라간다. 전력손실과 열저항에 서 온도상승을 계산한 예를 소개한다.
그림 11에 정크션(접합) 온도계산 예를 나타낸다. 

열저항은 어느 곳을 기준으로 할 것인가에 대해, 하나의 제품에 복 수의 열저항이 규정되는 경우가 있다. 그림 11(a)에 나타난 계산 예에서는 정크션(접합) - 리드선 사이, 그림 11(b)의 예 에서는 정크션(접합) - 케이스 사이와 케이스 - 핀(히트 싱 크) 사이와의 열저항을 사용했다.
그림 11(b)의 예에 나타난 열저항과 온도상승과의 예를 그림 12와 같이 재기록해 본다.

이와 같이 열저항을 사용하면 온도차를 계산할 수 있다. 열저항으로서 정크션(접합) - 주위 사이의 수치가 있다면 주위온도를 기준으로 하여 정크션(접 합)이 어느 정도 될지 계산할 수 있다. 측정 가능한 온도, 혹 은 설계온도를 베이스로 하여 추가분이 얼마인가를 계산하고 그에 따라 정크션 온도를 알아내는 것이 목적이다.
또 케이스 온도는 패키지 표면온도가 아니다. 기준점이 어 디인지 확실하지 않을 때는 메이커에 문의하여 확인해둔다.

2. 과도 열저항을 사용한 온도상승 계산
앞에서 설명한 열저항은 온도가 충분히 포화된 상태 혹은 직류에 대한 열저항으로 정상 열저항이라 불린다. 이에 대해 과도 열저항은 그림 13과 같이 펄스 시간 t0에 대한 열저항이다. 

과도 열저항 θ는 접합 온도상승 ΔTj와 전력손실 P에서 다음과 같은 식으로 계산할 수 있다.
θ＝ΔTj/P
과도 열저항을 사용한 과도 온도상승의 계산은 방형파 전 력 펄스에 대해 유효하다. 그러나 현실에서의 전류파형은 대 부분의 경우, 이것과 동떨어져 있다. 정현파와 3각파 전류의 단발 펄스인 경우는 동일 면적의 방형파 전력으로 치환할 수 있다. 연속 펄스는, 최후의 2펄스(또는 1펄스) 이전은 평균값 으로서 취급하고 온도계산 시점에서 최후의 2펄스와 합하여 온도상승 효과를 적산한다.
그림 14의 예에서는 10W 피크에서 듀티가 1/10이므로 평균전력 Pavg.는 1W이다. 

1W 평균 전력, 끝에서 2번째인 10W에서 1ms의 펄스, 그리고 마지막 10W에서 1ms와 3가 지 전력에 과도 열저항을 적용하여 온도상승을 계산한다. 따 라서 온도상승분 ΔTJ는,
ΔTJ＝1×(Θ－θ11ms)＋10×(θ11ms－θ10ms＋θ1ms)
로 계산할 수 있다. 또 Θ는 정상 열저항, θ11ms는 11ms, θ10ms 는 10ms, θ1ms는 1ms에서의 과도 열저항이다.
이 계산법은 파워 반도체에 있어서 공통적이다. 정크션 온 도가 정격 내에 수납되는가의 여부, 즉 온도적으로 사용가능 한가의 여부를 검토할 때 사용된다.
예를 들어 펄스 폭이 100㎲ 이하로 짧을 경우, 여기서 계산 한 바와 같은 온도 리플분은 무시하고 단순히 정상 열저항과 평균손실에서 평균적인 정크션 온도를 확보하는 것만으로 끝 내도 상관없는 경우가 많을 것이다. 폭이 좁은 펄스에서는 리 플분 자체가 작기 때문이다.

다이오드의 서지 전류대책

1. 다이오드의 서지 전류정격이란
트랜지스터에서는 펄스 폭과 듀티가 변하고 게다가 여기에 변조가 걸리면 얘기하기가 어려워진다. 때문에 연속의 예를 든 다면 4배까지 허용되도록 규정된 제품이 있다(MOSFET 등). 이 경우에는 몇 회까지라는 제한이 없으므로 연속정격이다. 이에 대해 다이오드의 데이터 시트에 기재되어 있는 것은 원칙 1회 한도의 비반복 서지 전류정격이다. 1회 한도라는 것 은 사고와 같이 극히 드물게 일어나는 상황을 상정하고 있다. 즉, ‘이 전류가 흘러도 파괴되지는 않지만 이후의 신뢰성은 보증되지 않으므로 교환해주기 바란다’가 된다.

2. 서지 전류내량을 나타내는 I^2t와 I2√t
서지 전류정격은 상용전원 주파수 정류회로를 위한 것으로 50Hz에서 10ms 미만, 60Hz에서 8.3ms 미만의 펄스 폭에 는 대응하고 있지 않다. 1ms에서 10ms(8.3ms)의 내량은 I^2t와 I2√t 라는 형태로 규정된다. 전부 I^2가 나오게 된다. 대전류 영역에서는 반도체의 성질이 상실되어 단순한 저항 으로 된다. 그 저항을 r이라고 하면 손실은 I 2r이 된다. 즉, I^2는 손실분을 나타내고 있으므로 I^2t는 에너지를 일정하게 하여 내량을 규정하려는 것이다.
I2√t 는 온도상승을 일정하게 한다는 방식이다. 이것은 시 간 t에서의 과도 열저항이 a√t에 근사되기 때문이다(a는 디바 이스 고유의 상수).
I^2t는 퓨즈에도 규정되어 있으므로 퓨즈의 I^2t를 상회하는 I^2t의 다이오드나 사이리스터라면 퓨즈가 끊어져도 이것은 보호될 수 있다(보호협조라는 용어가 사용된다).
반도체의 열파괴는 에너지가 어떤 레벨에 도달했을 때 발 생하는 것이 아니라 칩 온도가 어떤 온도에 도달했을 때 발생 한다고 볼 수 있다. 그러한 의미에서 I2√t 쪽이 서지 전류내량 을 상정하는 데 보다 유용한 척도가 된다.
그러면 50Hz 정현반파 1사이클에서 정격 서지 전류가 45A(피크값)인 다이오드의 I^2t와 I2√t 를 계산해 본다. 펄스 폭은 10ms이고 이 경우의 I는 실효값이므로,
I^2t＝(45/ √2 )2×0.01＝10.125A^2s
I2√t＝(45/ √2 )2× √0.01＝101.25A^2s^1/2
로 된다. 이들을 일정하게 하여 10ms 미만에서의 정현파 전 류 피크값을 그림 15에 나타낸다.

I^2t와 I2√t 에서는 계산상 1ms에서 50A 이상의 차이가 있 다. 이것은 보증값이 파괴값에 대해 잡고 있는 여유에 관계된 다. 여유분만큼 I2√t 를 위로 엇갈리게 하면 2개의 커브는 가 깝게 된다.
이‘I 2 t 일정’은 다이오드 외의 파워 반도체라도 펄스 폭 이 짧아졌을 경우의 내량이 어느 정도인가 하는 기준이 된다.

3. 콘덴서를 부하로 했을 때의 용량과 I2√t
실제 회로에서 전류가 정현파인 것은 한정적인 경우이다. 상정되는 전류의 예로서 콘덴서 충전전류의 I2√t 를 SPICE 시뮬레이션에서 구해본다. 다이오드의 I2√t 와 직접 대비할 수는 없지만 다이오드를 선정할 때 참고가 된다.
시뮬레이션에 사용하는 회로도를 그림 16에 나타낸다. 

또 콘덴서의 C 값으로서 47㎌, 100㎌, 220㎌, 그리고 470㎌의 4가지를 사용하여 그 충전전류와 I2√t 를 구한다. 또한 3Ω의 저항은 콘덴서 및 회로의 잔류저항을 상정했다. 이 저항값은 결과에 큰 영향을 미치므로 콘덴서의 자료를 참조하여 적절 한 값으로 하기 바란다.
그림 17과 같이 횡축을 √t (SQRT(Time))로 하고 I^2를 적 분하기 위해 PROBE의 S( ) 함수로 표시하면 종축은 I2√t 그 자체가 된다.

47㎌에서의 I2√t 는 시뮬레이션에서 89A^2s^1/2이라는 것을 알 수 있다. 10EDB60은 1A/600V이고 1사이클의 서지 전 류는 45A이므로 I2√t 는 전술한 계산에서 101A^2s^1/2이다. 이 결과를 바탕으로 실제 회로에서 검증해야겠지만, 적어도 100 ㎌ 이상에서는 더 큰 다이오드가 아닐 경우 파괴될 것이다. 시뮬레이션을 사용한 I2√t 에 비하면 대략 어느 것이 검토대 상으로 될 것인지를 알 수 있다.
또한 이 시뮬레이션에서는 다이오드가 다르더라도 다이오 드의 순방향전압보다 전원전압이 충분히 높아 다이오드의 차 이는 별로 문제되지 않는다.
여기서는 I2√t 를 구했지만 I^2t라면 시간축은 그대로 같은 방법을 사용한다. 또 펄스 폭 변조가 걸린 전류가 흘렀을 때 의 평균손실을 구하는 데에도 응용할 수 있다.

다이오드의 역 회복시간

사진 4는 일반 정류 다이오드와 FRD의 역 회복 파형이다.

순방향 바이어스 상태에 있는 다이오드에 역 바이어스가 급 격하게 걸리면 저항이 거의 제로인 상태를 거쳐 본래의 고저 항 상태로 이행한다.
이 과도상태인 시간은 역 회복시간이라 하며 일종의 스위칭 시간이다. 그림 18에 다이오드의 역 회복시간을 나타낸다. 

일반 정류 다이오드에서는 ㎲ 오더, FRD에서는 그 1/5~1/10 이하이고 특히 고속인 것은 10ns 단위이다.
다이오드는 2단자이므로 트랜지스터와 같이 베이스나 게 이트 단자에서 스위칭 시간을 컨트롤할 수 없다. 따라서 동작 주파수가 높은 용도에서는 FRD를 선택해야 한다. SBD에서는 원리적으로 역 회복시간이 존재하지 않는다. 그러나 용량성분이 크기 때문에 외관상으로는 같은 현상을 나타낸다. 시간상으로는 가장 빠른 부류의 고속 다이오드와 동등한 역 회복시간을 갖고 있다고 보아도 된다. SBD와 FRD의 구분사용은 200V 정도를 경계로 하여 낮 은 쪽이 SBD, 높은 쪽이 FRD로 되어 있다.

고속 다이오드는 왜 필요한가?

1. 부트스트랩 방식의 하이 사이드 드라이브 회로 예
역 회복시간이 10㎲인 일반 정류 다이오드가 움직이는 상 한주파수는 어느 정도인가? 단순히 생각하면 역 회복기간 중 에는 임피던스가 제로이다. 즉, 다이오드는 역 전류를 거의 흘리지 않는다는 성질을 상실한, 단순한 도선이 된다. 반파가 10㎲인 정현파는 50kHz이다. 10㎲가 1/50, 즉 2%로 되는 주파수는 1kHz이다. 이와 같이 생각하면 일반 정류 다이오 드는 1kHz 정도까지로 되어 있다는 것을 알 수 있다. 같은 기준에서 말한다면, 역 회복시간이 20ns인 FRD에서 는 500배, 즉 500kHz가 상한주파수라 생각할 수 있다. 그림 19는 하프 브리지 드라이브이고 하프 사이드는 부트스트랩 회로로 되어 있다. 

이 회로를 20kHz에서 움직이려면 역 회복시간이 10㎲인 다이오드에서는 콘덴서에 전하가 축적 되지 않는다. 이것은 역 회복시간이 길면‘움직이지 않는’회 로가 있다는 예이다.

2. 지연 다이오드는 스위칭 소자의 손실 증가로 연결된다
역 회복시간의 영향은 다이오드 자체보다 오히려 트랜지스 터, MOSFET, IGBT 등의 스위칭 디바이스의 손실 증가로 되어 나타난다.
그림 20은 그림 21의 DC-DC 강압 컨버터의 파워 MOSFET Tr1과 다이오드 D1에 흐르는 전류이다.

양 전류의 비율을 바꾸어 출력이 일정해지도록 컨트롤할 수 있으며 그림 22는 직사각형으로 표시한 Tr1이 ON일 때를 확대한 것이다.

원래, 트랜지스터에 흐르는 전류는 인덕터를 통해 부하로 흐르지만 다이오드의 역 회복기간 중에는 다이오드에 유입 전원단락이 발생한다. 이 시점에서 트랜지스터는 ON 상태로 이행 중이므로 전압이 내려가 있지 않다. 이와 같이 전류/전 압이 모두 크기 때문에 이들의 곱인 손실도 커지게 된다. 이 예에서는 다이오드의 역 회복 스위칭 트랜지스터의 손 실에 미치는 영향이 크기 때문에 그쪽이 중대하다고 할 수 있 다. 회로의 임피던스를 증가시키거나 트랜지스터의 스위칭 속도를 내리면 이 손실은 감소된다. 그러나 이것은 회로로서 바람직하지 않다. 따라서 역 회복이 빠른 다이오드를 사용하 는 것이 손실을 감소시키는 데 있어서 현명한 해결법이다.

3. 스위칭 주파수와 다이오드 자체의 손실
역 회복기간 중 다이오드에 발생하는 손실 Prec는 그림 23을 기본으로 하여 다음과 같은 식으로 계산할 수 있다.

Prec＝tatbVRM(di/dt)f/6
f 는 동작주파수이므로 주파수에 비례하여 이 손실은 증가 한다.
그렇다면 실제로 역 회복시간이 30ns인 FCU10A30 (10A/300V, TO-220 풀팩)에서 손실을 계산해 본다. IFM＝ 5A, di/dt＝50A/㎲, VRM＝300V가 동작조건이라고 하면 TJ＝100℃에서의 ta, tb는 실제 측정에서 각각 22ns와 12ns이 다. 주파수와 역 회복손실의 관계는 그림 24와 같이 되었다.

100kHz에서 0.066W는 그 정도도 되지 않는다고 느껴질 지 모른다. 이것은 대상으로 한 FCU10A30이 최고 속도 부류 의 다이오드이기 때문이다. FRD라도 느린 것은 10배, 일반 전류용에서는 100배 정도가 된다. 0.66W나 6.6W는 TO- 220 풀팩의 핀이 없는 열저항이 80W/℃ 정도이기 때문에 무 시할 수 있을 정도로 작다고는 할 수 없다. 어쨌든 동작주파수 가 10kHz를 초과하면 역 회복 시의 손실에도 유의해야 한다.

4. 역 회복이 빠르고 소프트할 정도로 MHz대역의 EMI가 작다
사진 5는 역 회복시간 20ns와 100ns 2종류의 고속 다이오드가 역 회복 시 발생하는 노이즈를 동일조건에서 비교한 것이다. 

역 회복이 빠른 쪽에서는 16V, 느린 쪽에서는 28V의 피크로 되어 있다.
다이오드의 저항이 고저항으로 회복되기 시작하는 시점에 서 잔류를 포함한 인덕턴스에 축적된 에너지가 이 노이즈의 발생원이다. 인덕턴스에 축적되는 에너지는 전류의 제곱에 비례한다. 이 예에서 저항이 증가하기 시작하는 전류는 0.6A 와 3.6A이며, 역 회복이 긴 쪽은 에너지 비율에서 36배로 되 어 있는 것이 노이즈가 큰 이유이다. 이와 같이 역 회복 특성 이 비슷하면 그 시간이 짧을수록 발생 노이즈도 작아진다. 역 회복시간은 25℃로 규정되어 있다. 숫자상으로 같은 2 개의 다이오드에서 발생하는 노이즈가 같은 것인가 하고 묻 는다면 답은‘그렇지 않다’이다. 2개의 포인트가 있어 하나는 역 회복이 소프트한가 아닌가, 또 하나는 실제 사용 시의 고 온, 예를 들어 100℃에서의 역 회복 특성이 어떻게 되는가 이 다. 이것은 데이터 시트에서는 계측할 수 없다.
다이오드의 스위칭 노이즈는 사진에서도 알 수 있듯이, 고속 다이오드에서도 10ns나 100ns 오더의 현상이다. 주파수 로서는 10MHz에서 100MHz에 대응한다. EMC 문제와 밀 접하게 관계되므로 메이커는 노이즈를 억제하기 위해 노력하 고 있다. 엄격한 노이즈 대책이 요구되므로 어떤 다이오드의 노이즈가 적은가에 대해서는 실제 동작상태에서 온도가 포화 된 후 평가하기 바란다.
사진 6은 다이오드의 스위칭 노이즈가 제품에 따라 어떻게 다른지 비교한 예이다. 

이것은 매우 극단적인 예이지만 노이 즈가 많은 다이오드를 모르고 사용해 버렸을 경우 얼마나 힘 들어질지 쉽게 생각할 수 있을 것이다. 참고로 2가지 다이오 드의 데이터 시트 상에서의 역 회복시간은 같다.

순방향전압뿐만 아니라 역 전류에도 주의한다

PN 접합 다이오드인 FRD에서는 그 제법과 특성에 있어 서, FRD로서는 역 회복시간이 100ns 단위로 긴 것과 10ns 단위의 것이 제품화되어 있다. 후자는 메이커 고유의 호칭법 도 되지만 해외에서는 FRED(Fast Recovery Epitaxial Diode)가 통칭이다. 동작주파수 수십kHz까지는 전자가, 그 보다 높은 영역에서는 후자가 사용되고 있다. 또 역 내압이 200V 정도인 SBD와의 경계영역에서는 SBD와 FRD와의 장점을 겸비한 JBS(Junction Barrier Schottky) 다이오드 도 제품화되고 있다.
SBD의 특성은 배리어 메탈이 무엇인가에 대해 크게 영향 을 받는다. 동일 역 내압에서도 메이커에 따라 사용하고 있는 배리어 메탈이 다른 것도 있다.
제품 선택의 포인트는, 단지 순방향전압이 낮다는 점에 얽 매이지 말고 역 전류에도 유의해야 한다는 점이다. 이것은 앞 서 설명한 바와 같이, SBD에서는 역 전류에 의한 손실이 커 무시할 수 없기 때문이다.
순방향전압이 높은 SBD가 실제 사용상태에서의 종합손실 이 작아지는 예를 소개한다. 여기서는 1A/30V의 SOD-123 패키지 제품으로 EP10QY03, EP10LA03, 그리고 EP10 HY03을 들어 설명한다. 이들의 데이터 시트상 수치는 표 8 과 같다. 

이들의 수치를 보면 순방향전압이 가장 낮은 EP10 LA03이 가장 좋고 이것보다 순방향전압이 40% 이상 높은 EP10HY03은 선택할 수 없을 것 같은 느낌이다. 여기서 대표적인 DC-DC 강압 컨버터로 전체 손실을 견적 해 보자. 입력전압 15V, 출력전류 0.2A, 동작온도 100℃를 상 정한다. 순방향전류 IF＝0.2A, 역 전압 VR＝15V, TJ＝100℃ 에서 SBD 3종류의 대표적인 순방향전력손실 PF, 역 전류 IR, 역 전력손실 PR은 표 9와 같다.

출력전압이 12V와 1.5V인 2가지 조건에서 전체 손실을 견 적한다. 먼저 출력 12V인 경우이다. 다이오드에 순방향전류 가 흐르는 것은 시간으로 해서 21%이고 나머지 기간에는 역 전압이 인가된다. 전체 손실은 표 10(a)와 같다.

다음에는 출력 1.5V인 경우이다. 다이오드에 순방향전류 가 흐르는 것은 시간으로 해서 90.4%이고 나머지 기간에는 역 전압이 인가된다. 전체 손실은 표 10(b)와 같다. 이와 같이 순방향전류가 흐르는 비율이 높아지면 문자 그 대로 순방향전압 VF가 낮은 것이 전체 손실도 가장 작아진다. 그러나 역 전압이 인가되는 비율이 높아지면 역 전류 IR이 작 은 경우가 유리하다는 것을 알 수 있다.

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다이오드뿐만 아니라 파워 반도체에서는 디바이스 측에서 전류와 전압이 어디까지 허용되는가? 그리고 사용하는 측이 이에 대해 어떠한 전류를 흘리고 전압을 인가하는가? 가 포인 트이다.
다이오드를 베이스로 하여 파워 반도체를 이해할 수 있도 록 노력했다. 별로 문제가 발생하지 않는 다이오드이지만 파 워 반도를 구사하는 데에는 기본이 된다.

출처: http://www.icbanq.com/elecinfo_net_new/Elec_TechInfo_Main.aspx