파워디바이스활용입문-3. 파워 MOSFET의 전기적 특성

파워디바이스활용입문Ⅰ

파워 디바이스는 최근 몇 년 동안 반도체 기술의 진보와 함께 전력절감화, 고효율화, 소형화, 고신뢰성화, 저노이즈화, 고속 스위칭화 등을 목표로 크게 발전되어 왔다. 이와 관련, 본지에서는 파워 디바이스의 최신 동향과 실험 및 고찰, 파워 디바이스 각각의 특성, 사용 방법, 트러블 대책 등을 해설한다. 주요 파워 디바이스는 파워 MOSFET를 중심으로 SBD, FRD, IGBT 모듈 등이다. 또한 최신 파워 디바이스로서 GTBT를 들어 그 성능을 검증한다.

本記事는 日本CQ出版社가 發行하는「トランジスタ技術」誌(2004年8月號)와의 著作權協定에 依據하여 提供받은 資料입니다.

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3. 파워 MOSFET의 전기적 특성


파워 MOSFET의 키 파라미터

그림 1에 파워 MOSFET의 등가회로와 그 키 파라미터인 특성을 나타낸다. 

이러한 특성항목, 파괴내량 전부에 걸쳐 고성능인 것이 이상적이지만 ON 저항 RDS(on)과 내압 VDSS에서 볼 수 있는 대표적인 트레이드 오프 관계와 같이 그 밖의 특 성에도 긴밀하게 관계되는 특성이 많이 있다.
또 각 특성항목에는 온도 의존성(정 또는 부)의 유무가 있 다. 이러한 전기적 특성의 관계를 알면 설계자가 응용회로에 맞춘 파워 MOSFET를 선정할 때 매우 유용하다.
Rw, Lg, Ls는 패키지에서 결정하는 파라미터이다. Rw는 주 로 소스 와이어의 저항성분, Ls는 그 기생 인덕턴스 성분, 그 리고 Lg는 게이트 와이어의 기생 인덕턴스 성분이다. 일반적 으로 이러한 항목은 데이터 시트에 기재되어 있지 않다. Rw 는 RDS(on) 속에 포함되어 있다.

파워 MOSFET의 최대정격

표 1에 파워 MOSFET의 최대 정격표를 나타낸다. 

각 항목의 우측에 보충설명을 부가했다. 이러한 정격항목은 다른 특성과 상호 관련되어 있으며 동시에 허용되는 것이 아니라 는 점에 주의해야 한다.
최대정격인 드레인 전류 ID는 표에 나타난 계산식에서 이론 상으로는 규정할 수 있지만, 초 저ON 저항(수mΩ 오더)의 제품이 되면 100A를 초과한다.
ID는 패키지 와이어 본딩의 용단전류에도 제한된다. 와이어 의 용단전류는 정격전류에 대해 상당한 여유가 있다. 그러나 실제로 전류를 흘렸을 때 발생하는 드레인이나 소스 리드의 발열 등을 고려한다면 TO-220 외형품에서는 기껏 해야 75A 전후가 현실적으로 타당한 정격일 것이다. 다음에 몇 가지 항목에 관하여 설명한다.

1. 반복동작에서의 펄스 전류정격 Id(pulse)r
한 예로, 2SK3418(르네사스 테크놀러지)에서 tPW＝150 ㎲, 반복주기 T＝300㎲(듀티 50%, f≒3.3kHz), 케이스 온 도 TC＝90℃ 조건에서 Tchmax.의 딜레이팅을 잡아 120℃max. 로 했을 경우의 최대허용값 Id(pulse)rmax.를 구하면 표 1의 이론 식에서 Id(pulse)rmax.＝73.5Amax.가 된다.

여기서, θch-C(tPW/T)＝0.50×1.14＝0.57℃/W(2SK 3418의 과도 열저항 특성인 그림 14를 인용하여 산출),RDS(on)max.＝0.0055Ω(2SK3418의 특성 규격표에서), 온도계수 α＝1.77(RDS(on)-TC 특성 커브 인용).

θch-C(tPW/T)：tPW/T일 때의 채널-케이스간 과도 열저항

2. 애벌란시 내량보증 : 전류값 IAP, 에너지 EAR
기본적으로 이러한 정격은 애벌란시 동작에서의 채널 온도 Tchmax.〈150℃의 범위 안이라는 것이 전제이다. 상세한 내용 은 다음 달에 게재될 제4장을 참조하기 바란다.

파워 MOSFET의 전기적 특성

표 2에 파워 MOSFET의 전기적 특성을 나타낸다. 

항목마다 온도 의존성, 설계상 유의점을 해설한다.

1. 드레인-소스간 파괴전압 V(BR)DSS
VGS＝0으로 하여 측정전류 ID를 규정한다. 이 항목은 규격 VDSS를 보증하기 위한 한가지 방법이다. 전류를 흘려 브레이 크 다운시키는 방법과 드레인-소스간 VDS에 최대정격 VDSS의 전압을 인가하여 IDSS를 규정하는 방법이 있지만 일반적으로 는 V(BR)DSS를 규정하고 있다.

2. 게이트-소스간 파괴전압 V(BR)GSS
게이트-소스 사이에 보호 다이오드(정전파괴 방지용)가 삽입되어 있는 디바이스에 관하여 규정하고 있다. 따라서 보호 다이오드가 없는 디바이스를 커브 트레이서 등으로 측정해서 는 안 된다. 브레이크 다운한 점은 파괴전압, 즉 게이트 파괴 제품이 된다.
이러한 제품이 잘못해서 세트로 내장되면 동작하는 경우가 있어 매우 까다로운 문제가 된다(상세한 내용은 4장 참조).

3. 드레인 차단전류(리크 전류) IDSS
드레인-소스 사이의 직류 누설전류이다. 측정조건은 VDS를 규정하고 VGS＝0으로 한다. 이 값은 온도 상승과 함께 가장 민감하게 증가한다.
그림 2에 IDSS-Tch 온도 의존성(HAT2165H)을 나타낸다.

이 그림과 같이 Tch＝25℃(20nA)를 기준으로 하면 100℃에 서 약 2자리(1.5㎂), Tch＝150℃max.에서 약 3자리(30㎂) 증 대한다.
단, IDSS에 의한 손실 Pd(off)(＝VDS IDSS)는 통상적인 ON 저 항 등의 동작손실에 비하면 너무 작아 거의 무시할 수 있다. 예를 들어 Tch＝150℃에서 IDSS＝100㎂max.라고 했을 경우, 전원전압 VDD＝24V 사용조건에서 그 손실 Pd(off)는 24mW, 고내압 제품을 VDD＝400V에서 사용했을 경우에도 40mW로 비교적 작기 때문에 사용하는 환경이 매우 고온이면서 방열 핀이 없는 자립조건에서 사용하는 경우 외에는 문제되는 레벨이 아니라 할 수 있다. 자동차 전장기기와 같이 고온조건 하에서 사용하는 응용기 기에서는 고온일 때의 IDSS 규격값을 공표하고 있는 디바이스 도 있다. 또 이 IDSS값은 측정전압 VDS나 VGS의 바이어스 조건 에 따라서도 바뀐다.

4. 게이트-소스 차단전압 Vth
파워 MOSFET가 전도하기 시작하는 게이트 임계전압이 다. 일반적으로 VGS(off)라고도 부른다. 그림 3에 VGS(off)－Tch온도 특성을 나타낸다. 

그림과 같이 Vth는 부(－)의 온도 특 성을 갖고 있어 －5m~－7mV/℃의 온도계수가 된다. 이 값 은 디바이스에 따라 약간 다르다.

5. 순방향 전달 어드미턴스 ｜Yfs｜
바이폴러 트랜지스터의 전류 증폭률 hfe에 해당하는 것이 ｜Yfs｜이다. 일반적으로 불리고 있는 상호 컨덕턴스 gm과 같 은 항목에서 이 기호를 사용하고 있는 쪽이 많은 것 같다. ｜Yfs｜는 입력 게이트 전압 Vgs의 변화에 대한 드레인 전 류 ID의 변화율이고 데이터 시트의 기재는 ｜Yfs｜＝ΔId/ ΔVgs로 규정되어 있다. 측정조건은 출력 정 특성에서 말하는 5극관 특성에서의 (VDS〉VGS－Vth의) 영역에서 전류 ID를 규 정하고 있다.
일반적으로 이 영역에서의 드레인 전류 ID는 식 (1)에서 제 시된다. ｜Yfs｜는 부의 온도 특성을 나타낸다.
ID＝1/2(βo)W/L(VGS－Vth)^2.........................(1)
gm은 다음과 같은 식으로 나타낸다.
gm＝ΔId/ΔVgs＝βo(W/L)(VGS－Vth)....................(2)
여기서, βo＝μεox/Tox, μ: 실리콘 표면의 전자이동도, Tox: 게이트 산화막, εox：실리콘(SiO2)의 유전율, L : 채널 길이, W：채널 폭
｜Yfs｜는 아날로그 증폭동작에서 중요한 파라미터이지만 스위칭 동작에 있어서는 디바이스를 선정한 후 그다지 주목 하지 않아도 다른 특성항목(VGS－VDS(on) 특성이나 출력 정 특 성 등)에서 대용할 수 있다.
6. 입력용량Ciss, 출력용량Coss, 역 전달용량Crss 입력용량 Ciss, 출력용량 Coss, 역 전달용량 Crss는 그림 1의 파워 MOSFET 등가회로와 키 파라미터 속에 나타난 식의 관계에 있다. 이들의 특성은 각 데이터 시트에서 볼 수 있는 바와 같이, 드레인-소스 전압 VDS에 의존성이 있다. 또 고주 파 특성을 결정하기 위한 중요 파라미터이며 작을수록 고주 파 특성이 우수하다.
파워 MOSFET의 소스 접지에 있어서 차단주파수 fc(전압 이득이 3dB 저하하는 주파수)는 식 (3)에 근사된다.
fc≒ 1/2π·Rg{Cgs＋(1－Ao)Cgd}......................(3)
여기서, Ao는 저역에서의 전압이득, Rg는 게이트의 직렬저항 진성(眞性) MOSFET의 차단주파수는 상호 컨덕턴스 gm 과 입력용량 Ciss의 비로 정의되며 통상적인 MOSFET에서는 수GHz에도 도달한다. 그러나 실제 소자에서는 게이트의 기 생저항과 입력용량에 의해 제한된다.
횡형 구조에서 Cgd는 Cgs에 비해 매우 작아 무시할 수 있지 만 종형 구조는 앞에서 기술한 바와 같이, Cgd가 크기 때문에 저역에서의 전압이득 Ao의 함수로 되어 있다. 따라서 고주파 고이득 증폭회로에서는 종형 구조인 경우, 귀환용량 Cgd의 영향이 크기 때문에 주파수 특성은 횡형 구조 인 쪽이 우수하다. 이 밖의 항목은 후술하는 전기적 특성곡선 에서 중복되므로 여기서는 생략한다.

정 특성

1. 출력 정 특성(VDS－ID)
고내압 500V급에 있어서 파워 MOSFET는 같은 전압구동 디바이스의 IGBT에 비해 저전류영역에서 저손실 특성이지 만 20A를 넘는 대전류영역이 되면 ON 저항의 영향으로 ON 전압이 커진다. 따라서 대전류영역에서 저주파동작(50kHz 이하)하는 응용기기에서는 IGBT가 유리하다 할 수 있다.

2. ON 저항 RDS(on)-내압 VDSS의 관계
그림 4에 내압 VDSS＝20~100V 정격소자와 ON 저항RDS(on)의 관계를 나타낸다. 

소자의 내압을 선정하는 경우, 회 로동작 조건인 전원전압 VDD나 스위칭 OFF일 때 발생하는 서지 전압 VDS(peak)에 대해 일반적으로는 80%의 마진을 잡아 설정한다. 또 VDSS는 온도에 대해 정(＋)의 온도 특성을 갖고 있으므로 사용 최저온도의 환경조건을 고려해야 한다. 이 경우, 필요 이상으로 내압 마진을 높게 잡는 것은 ON 저항의 증대를 초래, 정상일 때의 손실이 커지므로 좋은 방법 이 아니다.
최근에 이러한 마진을 조금이라도 없애고 저손실화에 장점 을 나타내기 위해 애벌란시 내량이 보증된 디바이스가 제품 화되고 있다. 부하변동 시나 애브노멀일 때 서지 전압이 발생 하여 드레인-소스간에 VDSS 정격 이상의 전압이 인가될 가능 성이 있는 경우, 애벌란시 내량이 보증된 디바이스를 선정해 야 한다.

3. 포화전압 VDS(on) [＝IdRDS(on)]의 게이트 구동전압 의존성
그림 5에 2SK3418의 VDS(on)－VGS 특성을 나타낸다. 

소정의 동작전류 Id일 때 게이트 구동전압을 몇 V 인가하면 포화 전압 VDS(sat.) 영역(ON 저항영역)으로 되는가를 설계하기 위 한 커브이다.
파워 MOSFET는 게이트 구동의 동작전압에 의해 10V, 4V, 2.5V의 구동소자(최근에는 그 이하인 1.8V구동)가 제품 화되고 있다. 저전압 구동화의 수단으로는 일반적으로 게이트 산화막을 얇게 하여 저Vth화를 도모한다(게이트-소스 내압 VGSS 정격이 낮아진다). 몇 V의 구동소자로 할 것인가에 대한 선택은 사용하는 응용기기를 충분히 고려하여 실행한다. 예를 들어 스위칭 전원이나 모터 구동용 등에서는 EMI 노 이즈 대응을 위해 Vth가 3V~4V 전후인 약간 높은 10V 구동 소자를 선정한다. 또 사용하는 게이트 구동용 IC, LSI의 사양 (MOSFET를 OFF로 유지하는 L레벨 전압 등)을 고려하여 선정한다.
일반적으로 내압이 60V 이하인 저내압 소자에서는 IC 구 동전압 등의 사용 간편성을 고려하여 로직 레벨 구동 소자가 많이 시판되고 있다. 로직 레벨 구동 타입은 Vth가 1.5V~ 2.0V 전후의 값이며 2.5V 구동소자로 되면 그것이 다시 0.8V~1.2V의 저Vth 특성으로 된다. 사용 간편성 때문에 로직 레벨 구동이 많이 사용되고 있지만 전술한 노이즈 내량이 나 부하단락 파괴내량이라는 면에서는 10V 구동소자인 쪽이 일반적으로 유리하다.
이러한 점에서, 최근 자동차 전자장치 기기나 스위칭 전원 의 1차 측 스위치, 2차 측 동 정류소자 등 그 응용기기와 사용 동작조건에 따라 4V와 10V 구동소자를 구분 사용하는 경향 이므로 소자도 양 타입이 정비되고 있는 경향이다.

4. ON 저항 RDS(on)의 온도 특성
그림 6에 ON 저항 RDS(on)의 온도 의존성을 나타낸다. 

파워MOSFET의 ON 저항 RDS(on)은 정(＋)의 온도 특성을 지니 고 있다. 채널 온도정격 Tchmax.의 150℃와 실온 25℃와의 비 율을 α라고 하면 저내압 100V 이하의 소자에서 약 1.7~1.8 배, 고내압 500V 소자에서 약 2.4~2.5배로 된다.
또 RDS(on)의 상승은 직선이 아니라 곡선적으로 커진다는 점 에 주의해야 한다. 이것의 의미는, 예를 들어 사용되는 주위 온도 TA＝100℃일 때 파워 MOSFET의 동작 채널 온도의 계산결과가 Tch＝130℃로 됐다고 하자. 그리고 이 주위온도 가 20℃ 상승하여 TA＝120℃로 됐다고 가정했을 경우, 그 채 널 온도 Tch는 단순히 20℃ 상승한 Tch＝150℃로 되지 않고 그 이상의 온도로 상승한다는 것을 의미하고 있다.
따라서 자동차 전장기기 등의 용도에서는 고온환경 하에서 사용되므로 방열설계 시, 이 ON 저항의 온도 특성을 충분히 고려해야 한다(상세한 내용은 4장 참조).

스위칭 특성

1. 게이트 차지 전하량과 스위칭 특성
그림 7에 입력 다이내믹 특성을 나타낸다. 

VGS＝0V에서 Vth까지의 충전기간이 Qth이고 커브가 평탄해지는 점까지가 게이트-소스간 용량 Cgs를 충전 완료하는 Qgs이다. 이 점에서 드레인-소스간 전압이 급격히 변화하여 귀환용 량 Crss가 미러 용량으로서 크게 보이게 된다. 이 평탄한 부분 의 미러 용량을 충전하는 기간이 Qgd가 된다. 거기서 다시 규 정된 구동전압 VGS＝10V(2SK3418의 규정)까지의 점이 토 털 게이트 차지량 Qg로 된다. 그림 7의 예에서 VGS＝10V인 Qg는 약 183nC으로 된다.
Qg는 게이트를 구동하기 위한 게이트 피크 전류 ig(peak)나 드라이브 손실 P(drive loss)를 결정하는 특성 파라미터이다. 각각 식 (4)와 (6)으로 나타낸다.
ig(peak)＝Qg/t .............................(4)
t＝Qg(Rs＋Rg)/VGS ..........................(5)
P(drive loss)＝fQgVGS ......................(6)
예를 들어 동작주파수 f＝20kHz의 저주파동작, Vgs＝ 10V에서 구동했을 경우의 드라이브 손실은 식 (6)을 적용하 여 36.6mW로 된다. 동작주파수가 200kHz이면 366mW로 된다.
(1) 스위칭 특성
또 Qgd는 그림 7과 같이 전원전압 VDS에 의존하고 하강시 간 tf는 식 (7)에 근사된다.
tf≒{(Rs＋rg)Qgd{/{Vgs(on)-Vth}*log{Vgs(on)/Vth}..............(7)
식 (7)에서 알 수 있는 바와 같이, Qgd와 게이트 내부저항 Rg는 스위칭 특성을 좌우하는 특성 파라미터이다. Rs는 구동 하는 IC의 MOSFET를 방전하는 측의 신호원 저항값이다. 파워 MOSFET를 고속 스위칭시키기 위해서는 구동 측 Rs도 작게 해야 한다.
그러나 tf는 부하전류가 작은 경부하 시 Rs나 Rg에서 제어 할 수 없는 영역이 있다. 이것은 경부하 시 드레인 부하 임피 던스 Rz와 드레인 소스 용량 Coss(Qoss)의 시상수로 결정되기 때문이다.
그림 8에 스위칭 특성을 나타낸다. 

그림의 ○부분으로 둘러싸인 영역이 Coss(Qoss)와 부하 임피던스 Rz의 시상수로 결 정되는 영역이다. 이 데이터는 게이트의 신호원 저항 Rs(충 전, 방전 모두) 50Ω에서 동작하는 특성값이다.
Rs를 다시 작은 저항에서 구동함으로써 스피드를 빠르게 할 수 있다. 그러나 전술한 바와 같이 경부하영역의 스피드는 제어할 수 없다.
따라서 경부하의 스피드가 중요시되는 응용에서는 출력용 량 Coss가 작은 소자를 선정한다. 이 경우, Coss는 Ciss, Crss와 마찬가지로 드레인-소스간 전압 VDS에 의존하므로 VDS＝0V 조건에서의 값이 작아야 한다.
이와 같이 Qg, Qgd는 고주파동작의 손실을 설계하는 데 중 요한 항목이다. 고속동작(f＝100kHz 이상) 응용기기에서는 Ron Qg나 Ron Qgd가 작을수록 고성능 소자라 할 수 있다. 또 동시에 게이트 저항 Rg가 작아야 한다.
(2) 저스위칭 손실의 키 파라미터 tf
그림 9에 L 부하 스위칭의 턴 오프 파형과 각 파라미터의 관계를 나타낸다. 

L 부하의 스위칭 손실을 지배하고 있는 하 강시간 tf는 그림 가운데의 식으로 나타난다. 같은 소자에서 도 tf는 Vth의 값에 의해 바뀐다.
따라서 고속성이 특히 요구되는 응용기기에서는 소자의 Vth를 높게 설계할 필요가 있다. 최근에는 그림에서의 파형 중 Qgd＋(Qgs－Qth) 부분을 Qsw로 규정하고 데이터 시트에 기재되는 경우도 있지만 스위칭 특성을 비교 평가하는 데 정 밀도가 더 높다고 할 수 있다. 그림에 나타난 바와 같이, Vth 가 높은 쪽은 (Qgs－Qth) 부분이 좁아지므로 하강시간 tf가 빨 라진다. 그러나 게이트의 기생 인덕턴스가 크면 전술한 바와 같이 규정된 시간에 식 (4)의 게이트 전류 ig를 충방전할 수 없게 되므로 이 점에 주의해야 한다.

2. 소스-드레인간 내장 다이오드의 특성
그림 10에 내장 다이오드의 순방향전압 VSD와 전류 특성을 나타낸다. 

파워 MOSFET는 전술한 바와 같이 소스-드레 인 사이에 기생 다이오드가 내장되어 있고 이 다이오드의 정 격전류 IDR은 순방향 드레인 전류정격 ID와 같은 값의 전류정 격으로 된다.
이 다이오드의 특성은 게이트 구동전압이 제로 바이어스 (VGS＝0)인 경우, 통상적인 다이오드와 같은 순방향전압 특 성을 나타낸다. 게이트 구동전압을 정 바이어스(N채널인 경 우)로 하면 그림 11과 같이 순방향과 같은 ON 저항 RDS(on)특성 [VSD＝Id RDS(on)]으로 결정되는 전압강하가 되며 SBD에 비해서도 현격하게 낮은 순방향전압이 얻어진다.

이러한 역 방향 특성의 메리트를 활용, 다음과 같은 용도에 적극적으로 응용되고 있다.
.배터리 역 접속 방지용 부하 로드 스위치
.스위칭 전원(n＋1) 용장방식 핫 스와프 회로(출력의 활 선삽발용 로드 스위치용)
.모터 구동회로의 외장 다이오드 대체
.스위칭 전원의 2차 측 동기정류회로

3. 내장 다이오드 역 회복시간 trr의 전류IDR 특성
그림 12에 내장 다이오드 역 회복 시의 전류 파형을 나타낸다.

파워 MOSFET의 내장 다이오드를 적극적으로 사용하 는 모터 구동(전장기기에서는 파워 스티어링, 스타터 제너레 이터 등)이나 스위칭 전원의 동기정류 용도에서는 이 역 회복 시간 trr이 고속이어야 한다.
이러한 용도에서는 동작 상, 이 trr 기간에 상암/하암이 단 락하여 과대한 턴 온 손실이 발생한다. 때문에 일반적으로 제 어회로계에서 상하소자의 스위칭 전환 시 게이트 신호를 모 두 OFF시키는 데드 타임을(trr보다 긴 기간) 설정하고 있다. CPU 코어를 구동하는 백 컨버터에서는 전원의 고속 부하응 답성이 중요시되므로 동작주파수가 300k~1MHz로 고주파 동작된다. 이 경우, 긴 데드 타임은 이 기간에서의 다이오드 손실이 증대하기 때문에 로우 사이드 소자의 드레인-소스 사이에 SBD를 병렬로 접속하여 데드 타임 손실을 저감하고 있다. 이 역 회복시간 trr은 온도상승과 함께 커지는 경향이다. 또 리커버리 시(그림 12의 tb 부분)의 di/dt가 급격할수록 노이 즈가 발생하기 쉬우므로 소프트 리커버리 특성이 요구된다. trr은 소자의 내압에 의해 크게 달라진다. 저내압 60V 이하 에서는 40n~60ns의 값으로 비교적 고속이다. 100V급에서 100ns 전후, 고내압 250V~500V급에서는 300n~600ns로 된다. 때문에 고내압 클래스 250V 이상에서는 라이프 타임 컨트롤 기술에 의해 100ns 전후로 고속화를 도모, 모터 구동 용도에 최적화된 것이 제품화되어 있다.

열저항 특성

1. 과도 열저항 특성 θch-C(t)-펄스 폭 tPW 특성
그림 13에 과도 열저항 특성을 나타낸다. 

이 특성도는 소 자동작 상태에서의 채널 온도 Tch를 산출하기 위해 중요한 특 성이다.
횡축의 펄스 폭 tPW는 동작시간이다. 개별 제품의 데이터 시트에는 그림과 같이 원숏 펄스와 반복동작의 조건을 기재 하고 있다. 예를 들어 tPW＝1ms, D＝0.2(듀티 20%)란, 반 복 주파수 f＝200Hz(반복주기 T＝5ms)라는 것이다. 일반적으로 D＝0.2, tPW＝10ms에서 소비전력 Pd＝60W 로 하여 채널 온도상승 ΔTch를 계산하는 경우 다음과 같은 계산식,
Tch＝(0.2Pd)θch-C＝(0.2×60)×1.14＝13.7℃
를 사용하는 경우가 있지만 과도 열저항 특성을 사용하면,
Tch＝Pdθch-C(t)＝60×0.44×1.14＝30.2℃
로 되어 16.5℃의 오차가 발생하므로 과도 열저항 특성을 사 용해야 한다.
이것은 그림 14의 채널 온도 Tch의 시간변화에 나타난 바 와 같이 평균값 ΔTch(avg.)를 계산하고 있으므로 ΔTch 속에서 ΔTch(p)＝16.5℃만큼 오차가 발생하기 때문이다.

펄스 폭이 수㎲ 이하인 짧은 펄스에서는 그 오차가 작으므 로 무시할 수 있는 레벨이지만 수백㎲ 이상으로 되면 오차가 커지므로 과도 열저항 특성을 사용해야 한다.

2. 과도 열저항을 사용한 채널 온도Tch의 계산 예
(2SK3418)
다음에 몇 가지 예제와 그 계산방법을 나타낸다.
(1) 예제 1
케이스 온도 TC＝85℃, 피크 전력 Pd(peak)1＝50W, 전력을 인가하는 시간 t1＝10ms, 원숏 펄스인 경우, 채널 온도 Tch는 얼마가 될까?
Tch1＝TC＋Pd(peak)1 θch-C(t1)
＝85＋50×0.3×1.14≒102.1℃
(2) 예제 2(그림 15)

케이스 온도 TC＝85℃, 동작주파수 f＝2kHz, 듀티 20%의 반복동작, 인가되는 전력 Pd(peak)2＝50W인 경우, 채널 온도 Tch는 얼마가 될까? 상기 동작에서 전력을 인가하는 시간 t2＝100㎲, 반복주기 T＝500㎲, D＝t2/T＝0.2가 되므로,
Tch2＝TC＋Pd(peak)2θch-C(t2/T)
＝85＋50×0.22×1.14≒97.54℃
(3) 예제 3(그림 15)
예제 2의 동작 중, 다른 회로 제어계에서 다시 피크 전력 Pd(peak)3＝500W가 t3＝60㎲인 기간동안 가해졌을 경우, 피크 채널 온도 Tch(peak)는 얼마가 될까?
Tch2＝Tc＋{Pd(peak)2θch-C(t2/T)}
＋{Pd(peak)3－Pd(peak)2t2/T}θch-C(t3)
＝85＋(50×0.22×1.14)
＋(500－50×0.2)×0.031×1.14
＝85＋12.54＋17.32＝114.86℃
일반적으로 과도 열저항 θ(t)는 다음과 같은 계산식으로 표 현된다.(1) 실제로 열계산을 실행하는 경우, 각 메이커의 개별 데이터 시트의 특성을 사용한다.

에서 과도 열저항 θ(t)는,

여기서, ΔT：t초 후의 온도상승[℃], Θ：열저항[℃/W], P：발열량[W], C：열용량[J/℃], C＝비열 [J/kg·℃]×중 량[kg], t：시간[s]

안전 동작영역 ASO

1. 5가지 동작영역
그림 16에 2SK3418의 안전 동작영역 ASO(Area Safe of Operation)를 나타낸다. 

ASO 제한영역은 다음과 같은 5가 지 영역으로 구분된다.
.①의 영역：최대 정격전류 IDCmax., ID(pulse)max.에 의해 제 한되는 영역
.②의 영역：ON 저항 RDS(on)max.에 의해 이론적으로 제한 되는 영역 [ID＝VDS/RDS(on)]
.③의 영역：채널손실에 의해 제한되는 영역
.④의 영역：연속동작이나 비교적 펄스 폭이 긴(수ms 이 상) 동작조건에서 볼 수 있으며 같은 전력 라인보다 저하 되고 좁아지는 영역
.⑤의 영역：내압 V(BR)DSS 정격에서 제한되는 영역

2. ②의 영역
이 영역은 일반적으로 ASO 영역과는 별도로 구분하여 생 각한다. 실제로 RDS(on)은 규격 내에 있으므로 이 이상의 전류 가 흘러도 당연하다고 할 수 있다. 스위칭용에서는 ON 기간 동안 이 영역에서 동작시켜 사용하고 있다.

3. ④의 영역
이 소전류 영역에서는 바이폴러 트랜지스터와 마찬가지로 2차 항복이 일어나기 쉬워진다. 이것은 동일한 전력 라인에서 드레인-소스 사이에 인가되는 전압 VDS가 높아지면 허용전류 는 당연히 작아지지만 이 소전류영역에서는 출력전달 특성 (Vgs－Id 특성)이 바이폴러 트랜지스터의 그것과 비슷한 부 (－)의 온도 특성으로 되기 때문이다. 이 소전류영역에서는 특히 부의 온도 특성이 현저한 영역이므로 서멀 러너웨이를 일으킨다.
(1) 내압이 높은 디바이스를 선정하여 대처한다
이 경우, 외부의 보호회로 등에서 개개의 내부 셀을 보호할 수 없으므로 파괴돼버릴 가능성이 있다. 특히 아날로그 동작 에서 소자를 병렬 접속하여 이러한 저전류영역에서 사용하는 경우에는 보다 주의하여 사용해야 한다.
이 대책으로, 바이폴러 트랜지스터와 마찬가지로 소스에 작은 저항을 삽입하는 방법도 있지만 저항 자체의 발열도 손 실로 되어 문제되므로 소자를 선정할 때 저ON 저항 특성을 중시하여 선정하는 것이 아니라 온도계수가 제로 크로스로 되는 전류값이 낮은 것, 구체적으로는 수A 이하의 제품을 선 정하는 것이 바람직하다고 생각된다.
바꿔 말하면 ON 저항이 높은 제품, 현실적으로는 내압이 높은 제품을 선정하게 된다. 정(＋)의 온도 특성으로 바꾸는 대전류영역(그림 16에서는 tPW＝1ms 이상이 그에 해당)이 되면 이 현상은 없어진다.
(2) 제로 크로스 전류값은 디바이스에 의해 달라진다
온도 특성이 부 → 정으로 변화하는 온도계수의 제로 크로스 전류값은 개별 제품에 따라 달라진다. 2SK3418(60V/4.3 mΩ)에서는 약 90A 전후로 높은 전류값이지만 2SK2927 (60V/55mΩ)에서는 약 9A 전후이다. 일반적으로 이 온도계 수의 제로 크로스 전류값이 높은 제품일수록 서멀 러너웨이 를 일으키기 쉬워진다.
고전압에서 부하단락내량이 강한 소자가 요구되는 경우, 이러한 소자의 성질을 잘 파악한 다음에 선정하는 것이 현명 한 선택방법이다.
(3) 과열 차단기 장착 서멀 FET
제로 크로스 전류값이 작다는 것은 ON 저항 RDS(on)이 커지 는 경향에 있다는 것이므로 고부하단락내량과 저RDS(on) 특성 의 양자는 트레이드 오프 관계에 있다. 어느 쪽의 성능을 중 시할 것인가는, 먼저 파괴내량의 허용범위를 결정한 다음에 설정하는 것이 좋다.
이러한 파워 MOSFET 제품군의 약점을 해결하는 방법으 로, 전술한 과열 차단기능 장착 서멀 FET가 제품화되어 있 다. 온도계수의 제로 크로스 전류값이 수A 이하인 제품에서 는 이 현상이 잘 일어나지 않으며 ASO도는 일반적으로 말하 는 2차 항복이 없는 등 전력 라인에서 보증할 수 있다.

4. ⑤의 영역
L 부하 사용회로에서 서지 전압이 발생하여 정격전압을 초 과하는 경우에는 애벌란시 내량 보증값 내[보증전류값, 에너 지값, 허용 채널 온도 Tchmax.(통상 150℃ 이하) 등]를 고려하 여 사용하게 된다.

[출처] 3. 파워 MOSFET의 전기적 특성|작성자 맥가이심

출처: http://www.icbanq.com/elecinfo_net_new/Elec_TechInfo_Main.aspx